Diplomarbeit - Michael Schlagmüller

Transcription

Entwicklung einer Sensor- und Auswerteeinheit
zur Bestimmung des Wärmetransfers
in Gasen hinter Stoßwellen
DIPLOMARBEIT
für die Prüfung zum
Diplom-Ingenieur (Berufsakademie)
der Fachrichtung Informationstechnik
an der Berufsakademie Stuttgart
von
Michael Schlagmüller
September 2003
Bearbeitungszeitraum
3 Monate
Kurs
TIT2000IN
Ausbildungsfirma
Deutsches Zentrum
für Luft- und Raumfahrt, Stuttgart
Gutachter der Ausbildungsfirma
Norbert Bissinger
Gutachter der Studienakademie
Sebastian Bachmaier
zur Bestimmung des Wärmetransfers in Gasen hinter Stoßwellen
Erklärung
Ich versichere hiermit, dass ich die vorliegende Arbeit mit dem Thema „Entwicklung einer Sensorund Auswerteeinheit zur Bestimmung des Wärmetransfers in Gasen hinter Stoßwellen“ selbständig
verfasst und keine anderen als die angegebenen Quellen und Hilfsmittel verwendet habe.
Stuttgart, 01.09.2003
Seite 2
I
Kurzfassung
Im Institut für Verbrennungstechnik des Deutschen Zentrums für Luft- und Raumfahrt (DLR) wird
unter anderem mit Stoßwellen in Stoßrohren die chemische Kinetik bei Verbrennungsvorgängen
untersucht. Ergebnisse aus diesem Forschungsgebiet erlauben genauere Simulationen von
Verbrennungsvorgängen mit dem Ziel, Schadstoffemissionen zu verringern. Die Temperaturänderung
und der Wärmetransfer im Stoßrohr sind dabei wesentliches Merkmale, die Vorgänge im Stoßrohr zu
charakterisieren.
Diese Diplomarbeit beschreibt die neue Technik eines Hochfrequenzmessverfahrens, bei dem ein
Temperaturprofil
aus
der
temperaturabhängigen
Widerstandsänderung
eines
eingesetzten
Platinstreifens als Sensor gewonnen wird. Das neue Verfahren ermöglicht eine hohe Störfestigkeit
gegenüber elektromagnetischer Einkopplung. Dazu wurden zunächst verschiedene Schaltungsmodule
entwickelt und auf ihre Eignung hinsichtlich des neuen Messsystems untersucht. Anschließend wurde
das neue Hochfrequenzmesssystem aufgebaut, um die Leistungsfähigkeit der neuen Methode im
realen
Einsatz
beurteilen
zu
können.
Erste
Versuche
haben
gezeigt,
dass
das
neue
Hochfrequenzmesssystem den Wärmetransfer im Stoßrohr gut erfasst, die geforderten Messanprüche
erfüllt das Potential besitzt, das bisherige Messverfahren zu ersetzen.
II Abstract
Among other things, the Institute of Combustion Technology at the German Aerospace Center examines shock waves in shock tubes to ascertain the chemical kinetic effects of combustion. Results from
this field of research permit more precise computer simulations of combustion in order to facilitate the
reduction of pollutant emissions. Within this framework, temperature change and heat transfer in the
shock tubes are essential criteria which enhance the resultant data from the experiments.
A new technology is described in this diploma thesis which involves the acquisition of temperature
profiles within the shock tube, specifically, the use of a temperature sensitive platinum strip as a heat
transfer sensor: a measuring procedure involving high frequency. Use of this new procedure allows for
the possibility of greater resistance against electromagnetic disturbances and other agitating influences.
Initially, different circuit units were developed and examined for their suitability with regard to the
new measuring system. Afterwards a prototype of the new high frequency measuring system was constructed in order to judge the efficiency of the new method in a practical application. It is proven that
this newly developed measuring device works as described in the specifications, and therefore has the
capability to be a viable substitute for the measuring procedure currently in use.
Seite 3
III Danksagung
An dieser Stelle danke ich allen, die zum Gelingen dieser Arbeit beigetragen haben.
Besonderen Dank geht an meinen Erstgutachter Norbert Bissinger, der die grundlegende Idee zu
diesem hier entwickelten Messverfahren hatte und damit diese interessante Aufgabenstellung
ermöglichte. Dabei unterstützte er mich unermüdlich sowohl mit theoretischem Hintergrundwissen zur
Hochfrequenztechnik als auch praktisch beim Verfassen dieser Arbeit.
Ebenfalls bedanken möchte ich mich bei meinem Zweitgutachter Sebastian Bachmaier für die
Betreuung dieser Arbeit und dem damit verbundenem Aufwand.
Ich danke Clemens Naumann, für den die Arbeit erstellt wurde, dass er mir den nötigen finanziellen
Freiraum gegeben hat, mich nicht mit Kostenfragen beschäftigen zu müssen, sondern das Wesentliche,
die Erstellung eines hochleistungsfähigen Messsystems mit den dafür benötigten Komponenten,
entwickeln zu können. Außerdem bedanke ich mich bei ihm für die Zeit, die er sich genommen hat,
mir die sehr interessanten Zusammenhänge seiner Forschung zu erklären.
Ein herzliches Dankeschön geht auch an das ganze Elektroniklabor, bei Fragen zur Elektronik fand ich
immer ein offenes Ohr. Ein spezieller Dank gilt Ralf Bähnisch, der in vielen Gesprächen mir
unbekannte Zusammenhänge erklärte und mir seine Räumlichkeit zum Verfassen dieser Arbeit zu
Verfügung stellte.
Zum Gelingen dieser Arbeit haben durch motivierende Worte und Korrekturlesen meine Eltern, meine
Brüder Bernhard und Matthias, sowie Johannes Krämer, Shirley Girard und Senta Bauer beigetragen.
Zuletzt danke ich Gott, dass er uns die Möglichkeit gibt, uns mit diesen interessanten Dingen zu
beschäftigen. Wir hier in Deutschland besitzen einen so hohen Lebensstandard und das damit
verbundene technologische Wissen, dass wir uns auf dem Gebiet der Forschung kreativ bewegen und
unsere Begabungen dort entfalten können. Das ist keine Selbstverständlichkeit, sondern ein Geschenk
an uns. „Das Beste, was der Mensch tun kann, ist, sich zu freuen und sein Leben zu genießen, solange
er es hat.“ Prediger 3, 12b
Seite 4
IV Inhaltsverzeichnis
I
Kurzfassung.................................................................................................................................3
II Abstract .......................................................................................................................................3
III Danksagung .................................................................................................................................4
IV Inhaltsverzeichnis ........................................................................................................................5
1 Einleitung.....................................................................................................................................7
2 Umfeld .........................................................................................................................................8
3 Stand der Technik .......................................................................................................................9
4 Aufgabenstellung .......................................................................................................................10
5 Auswahl des Messverfahrens ....................................................................................................11
5.1 Hochfrequenz-Messverfahren..............................................................................................11
5.2 Frequenzwahl......................................................................................................................11
6 Schaltungsmodule......................................................................................................................12
6.1 Oszillator ............................................................................................................................12
6.1.1 Funktionsgenerator IC MAX038 ...............................................................................12
6.1.2 Quarzoszillator mit MAX038 ....................................................................................13
6.1.3 DDS Oszillator AD9852............................................................................................14
6.2 Phasenschieber....................................................................................................................15
6.2.1 Allpassfilter ..............................................................................................................15
6.2.2 Nachlaufsynchronisation mit MAX038 .....................................................................16
6.2.3 Komparator mit Hysterese.........................................................................................17
6.2.4 DDS-IC.....................................................................................................................17
6.3 Hochfrequenz Messbrücke ..................................................................................................18
6.4 Demodulator .......................................................................................................................19
6.4.1 Dioden-Ringmischer .................................................................................................22
6.4.2 Aktive Mischer .........................................................................................................23
7 Realisierung des Messgeräts......................................................................................................24
7.1 Spannungsversorgung .........................................................................................................25
7.2 Messfrequenz......................................................................................................................26
7.3 Oszillator ............................................................................................................................27
7.4 Treiber ................................................................................................................................28
7.5 Übertrager...........................................................................................................................28
7.6 Filtertechnik........................................................................................................................30
Seite 5
7.7 Phasenschieber....................................................................................................................30
7.8 Messbrücke.........................................................................................................................31
7.9 Differenzverstärker .............................................................................................................32
7.10 Demodulator .......................................................................................................................33
7.11 Ausgangsverstärker .............................................................................................................33
8 Ergebnisse..................................................................................................................................34
9 Ausblick .....................................................................................................................................37
10 Abkürzungsverzeichnis .............................................................................................................39
11 Literaturverzeichnis ..................................................................................................................40
A Vergleich der Kernmaterialen der Übertrager ........................................................................41
B Transformationsprinzip ............................................................................................................44
C Abgleich der Messbrücke ..........................................................................................................46
D Sensorwechsel ............................................................................................................................48
E Schaltpläne ................................................................................................................................49
E.1 Realisiertes Messsystem......................................................................................................50
E.2 Oszillator MAX038 mit Allpass Phasenschieber..................................................................51
E.3 Quarzoszillator mit Nachlaufsynchonisation........................................................................52
E.4 DDS Oszillator und Phasenschieber mit Mikrocontroller .....................................................53
E.5 Automatischer Abgleich der Messbrücke.............................................................................54
E.6 Oszillator MAX038 mit digitalem Phasenschieber...............................................................55
E.7 Brückenverstärker mit aktivem und passivem Mischer ........................................................56
E.8 Spannungsversorgung .........................................................................................................57
F Gehäuse......................................................................................................................................58
G Stückliste....................................................................................................................................60
H Bestückungsplan........................................................................................................................63
I
Platinenlayout............................................................................................................................64
J Datenblätter...............................................................................................................................65
J.1
MAX038 - Oszillator ..........................................................................................................66
J.2
BUF634 - Treiber................................................................................................................68
J.4
TUF-3HSM - Ringmischer ..................................................................................................70
J.5
AD831 - Aktiver Mischer....................................................................................................72
J.6
AD9852 - DDS ...................................................................................................................74
J.7
AD829 - Operationsverstärker.............................................................................................76
J.8
OPA688 - Operationsverstärker...........................................................................................78
Seite 6
Kapitel: Error! Style not defined. Error! Style not defined.
1 Einleitung
Beim Deutschen Zentrum für Luft- und Raumfahrt wird seit 1990 im Bereich der
Verbrennungstechnik die chemische Kinetik mittels Stoßwellenausbreitung erforscht. Die erklärte
Zielsetzung dieser Anstrengungen ist eine Verringerung der Schadstoffemissionen, unter
Berücksichtigung der Wirtschaftlichkeit, bei technischen Verbrennungsvorgängen zur Entwicklung
neuer
Verbrennungstechnologien.
Das
DLR
stellt
dabei
mit
seiner
einzigartigen
Forschungseinrichtung eine weltweit führende Institution in der Verbrennungstechnik dar. [1]
Die Entwicklung und Verfügbarkeit von leistungsfähigen Großrechnern ermöglichte in den letzten
Jahren in zunehmender Weise die Berechnung von Verbrennungsvorgängen unter Einbeziehung einer
großen Zahl chemischer Reaktionen und eine Modellierung der Kohlenwasserstoffverbindungen von
einfachen Kraftstoffen. Besonderes Interesse finden die Problemfelder:
•
Schadstoffbildung (Ruß, NOx, CO) in der Gasturbinen-Brennkammer
•
Thermische Verwertung von Abfällen
•
Reduzierung der Schadstoffemissionen bei der Verbrennung in Motoren
Die Kenntnis darüber, welche Reaktionen in wesentlichem Umfang bei einem gegebenen
Verbrennungsprozess zur Schadstoffemission beitragen, ist für einige Schadstoffe noch sehr
lückenhaft. Für diese fehlen verlässliche reaktionskinetische Daten. Eine Möglichkeit, diese
Reaktionen zu erforschen und zu überprüfen, bildet die Stoßrohrtechnik:
Im Stoßrohr (Treibrohr und Laufrohr, Abbildung 1-1) wird ein hochreines Vakuum mit Hilfe von
Turbomolekularpumpen erzeugt. Treibrohr und Laufrohr sind durch eine Aluminiummembran
voneinander getrennt. Das Treibrohr wird mit einem Treibgas unter hohem Druck gefüllt
(beispielsweise 50 bar), welches nach Platzen der Aluminiummembran durch seinen Überdruck eine
Stoßfront im Stoßrohr ausbildet. Diese Stoßfront durchläuft das Laufrohr, das mit (meist verdünntem)
Reaktionsgas gefüllt ist, erhitzt dabei sprunghaft das zu testende Gasgemisch, was in Abhängigkeit der
verwendeten Gase eine Verbrennungsreaktion auslösen kann. Nahe dem geschlossenen Ende des
Laufrohres befindet sich die Hauptmessebene, an der verschiedene Messwerte wie beispielsweise
Temperatur und Druck erfasst werden, die über die Vorgänge im Stoßrohr Auskunft geben. Mit Hilfe
dieser und anderer Messwerte können Rückschlüsse auf die Verbrennung gezogen werden, die für
computersimulierte Verbrennungsreaktionen wichtige Informationen liefern.
Endflansch
Messebene
Membran
Treibrohr
Laufrohr
Abbildung 1-1: Schematischer Aufbau des Stoßrohrs
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Endflansch
2 Umfeld
Das Stoßrohrlabor selbst ist mit modernster und einzigartiger Technik ausgestattet, die es den
Wissenschaftlern ermöglicht, die nötigen Daten zur Weiterentwicklung der Verbrennungssimulationen
zu gewinnen. In der Anfangszeit der Stoßrohrtechnik waren die Ergebnisse der durchgeführten
Versuche nicht eindeutig zu interpretieren, obwohl sehr gute Technik im Labor verwendet wurde. Zu
viele elektromagnetische Störungen überlagerten die tatsächlichen Messwerte und führten zu
Fehlmessungen. Diese elektromagnetischen Störungen wurden durch eine Vielzahl an Geräten, die im
Stoßrohrlabor erforderlich sind, wie Vakuumpumpen, Laser, Ventile und vieles mehr erzeugt. Erst
nach aufwendigen Verbesserungen an der elektromagnetischen Verträglichkeit waren die Stoßrohre
einsatzbereit.
Abbildung 2-1: Stoßrohr
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3 Stand der Technik
Als Sensor zur Messung des Temperaturprofils im Stoßrohr wird unter anderem ein Platinstreifen von
1 mm Breite und 10 mm Höhe eingesetzt. Dieser ist auf ein Quarzfenster aufgedampft und über
Goldstreifen nach außen hin kontaktiert. Dabei ist der Sensor im Stoßrohr dem Rohrprofil angepasst,
um die Strömung der vorbeilaufenden Stoßfront nicht zu stören. Beim Passieren des Platinstreifens
erhöht sich gemäß ∆R = R20 ∗ α ∗ ∆ϑ der Widerstand des Platinstreifens. Die bisherige Messtechnik
verwendet eine Gleichstromquelle zur Speisung des Platinstreifens [2]. Verändert sich der Widerstand
durch die Temperaturänderung, fällt eine andere Spannung am Platinstreifen ab, die ausgewertet wird.
Die Geschwindigkeit einer Stoßfront beträgt beispielsweise 60 km/h, die Breite der Stoßfront ist
weniger als 1 mm bei Drückwerten von bis zu 150 bar. Mit dem Platinstreifen, der die Stoßfront
erfasst, werden die benötigten Informationen gewonnen, da seine Wärmekapazität klein und der
thermische Widerstand des Quarzfensters groß ist.
Problematisch dabei sind sporadisch eingekoppelte Störungen von außen, erzeugt durch die
eingesetzte Elektronik im Stoßrohrlabor. Die bisherige Verstärkerschaltung zur Erfassung der
Spannungsänderung am Platinstreifen arbeitet mit einer Gleichstromverstärkung bis Faktor 1000.
Schon kleine Störsignale maskieren das Nutzsignal. Somit besteht die Gefahr einer Fehlinterpretation
des Messergebnisses, da teilweise Stör- und Nutzsignal nicht unterschieden werden können.
Abbildung 3-1: Sensor mit SMB-Anschlüssen, der vertikale Platinstreifen ist vorne am „Fenster“
(Quarzglasstift) sichtbar. Diese Fensterfront schließt bündig mit der Rohrinnenwand ab.
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4 Aufgabenstellung
Für die Auswertung der Ergebnisse im Stoßrohrlabor ist es wichtig, zuverlässige Ergebnisse zu
erhalten. Diese Arbeit beinhaltet eine Neuentwicklung der Sensor- und Auswerteeinheit für den im
Stoßrohr eingesetzten Platinstreifen. Folgende Ziele wurden festgelegt:
•
Entwicklung und Erprobung verschiedener benötigter Module hinsichtlich Leistungsfähigkeit
in Bezug auf die Messtechnik
•
Erstellung und Aufbau eines Messsystems zur Erfassung der Temperaturänderung im Stoßrohr
•
leichte Austauschbarkeit der Sensor- und Auswerteeinheit
•
Abgleich der Messelektronik durch den Bediener, der keine fundierten Elektronikkenntnisse
dafür benötigen muss (z.B. nach Tausch eines defekten Platinstreifens)
•
weitgehende Unempfindlichkeit gegenüber Störfeldern und insbesondere gegenüber
Gleichtaktstörungen infolge von Masseschleifen
Zur Lösung der Aufgabe war gefordert:
•
theoretische
Betrachtung
der
Hochfrequenztechnik
hinsichtlich
der
Temperaturerfassung
•
Versuche mit entwickelten Lösungskonzepten, Erprobung auf deren Eignung
•
Festlegung und Realisierung einer im gesetzten Zeitrahmen möglichen Lösung
Seite 10
Nutzung
zur
5 Auswahl des Messverfahrens
Anhand der Forderungen der Aufgabenbeschreibung wurde ein Hochfrequenz-Messverfahren
entwickelt, das sich von der bisher verwendeten breitrandigen Spannungsverstärkung löst. Es wird
gezielt nur eine Betriebsfrequenz genutzt und gefiltert. Es folgt eine synchrone Demodulation, die ein
Gleichspannungssignal aus dem Wechselsignal generiert.
5.1 Hochfrequenz-Messverfahren
Bei der bisherigen Erfassung der Widerstandsänderung des Platinstreifens treten folgende negative
Effekte auf:
•
hohe Gleichstromverstärkung und damit Driftprobleme
•
Anfälligkeit gegen niederfrequente Störungen aus dem Stromnetz
•
keine aktive Unterdrückung eingekoppelter elektromagnetischer Störungen
Um diesen Problemen zu entgehen, wurde eine neue Messmethode entwickelt (Abbildung 5-1). Dabei
wird von einem Hochfrequenz Oszillator (hier 15 MHz) ein reines Sinussignal (5 Vss) gewonnen,
welches eine Messbrücke speist. Die Brücke erzeugt in Abhängigkeit zum Widerstand des
eingesetzten Platinstreifens (als Temperatursensor) eine Ausgangsspannung derselben Frequenz, die
verstärkt und gefiltert wird. Das zu verstärkende Nutzsignal kann dabei besser verstärkt werden, da
Drifteffekte keine Rolle spielen. Die Messinformation befindet sich in der Amplitude der
Betriebsfrequenz am Ausgang der Brücke. Dieses Signal wird mit einem in der Phase verschiebbaren
Referenzsignal synchron mit einem Mischer demoduliert. Dabei entfällt ein Großteil der evtl.
eingekoppelten Störungen. Als Letztes wird das Signal nochmals gefiltert und verstärkt (Faktor 20)
und über einen 50 Ohm Leitungstreiber ausgegeben. In den nächsten Kapiteln erfolgt eine detaillierte
Beschreibung der einzelnen Schaltungsmodule.
Messbrücke
Demodulator
Oszillator
Ausgang
Phasenschieber
Abbildung 5-1: Blockschaubild Messgerät
5.2 Frequenzwahl
Wegen der geforderten zeitlichen Auflösung von mindestens 0,1 µs der zu messenden Signale muss
die Betriebsfrequenz bei diesem Hochfrequenz-Messverfahren größer als 10 MHz sein. (Nähere
Angaben siehe Kapitel 7.2). Als Betriebsfrequenz wurde 15 MHz gewählt.
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6 Schaltungsmodule
Im Wesentlichen besteht das neue Messverfahren aus vier unabhängigen Komponenten: dem
Oszillator der Messbrücke, dem Phasenschieber und dem Demodulator. Diese Komponenten wurden
auf verschiedene Arten realisiert und auf ihre Eignung zur Erfassung der Temperaturänderung im
Platinstreifen geprüft. An die Komponenten werden hohe Anforderungen bezüglich Frequenzstabilität,
Amplitudenstabilität und Abgleichbarkeit der Messbrücke gestellt.
6.1 Oszillator
Das Oszillatormodul erzeugt eine sinusförmige Ausgangsspannung, die in die Messbrücke
eingekoppelt wird. Zudem wird ein weiteres Sinus- oder Rechtecksignal beim Demodulieren benötigt,
welches ebenfalls vom Modul erzeugt wird.
Die Anforderungen an den Oszillator sind:
•
Frequenzstabilität
•
Amplitudenstabilität
•
Spektrale Frequenzreinheit (beim Sinussignal)
Die Frequenzstabilität ist bei dieser Schaltung wichtig, da alle Filter und Übertrager auf die
Trägerfrequenz von 15 MHz abgestimmt sind. Die Messungen wären nicht vergleichbar, wenn sich
die Frequenz in Abhängigkeit zur Temperatur ändern würde oder keine Langzeitstabilität gegeben
wäre.
Noch wichtiger ist die Amplitudenstabilität, die sich direkt auf die Stabilität des Ausgangssignals
auswirkt. Da Vergleichbarkeit zwischen den Messungen gefordert ist, muss die Amplitude des
Oszillatorsignals stabil bleiben.
Die Frequenzreinheit ist von Bedeutung, da jede zusätzliche Frequenz zur Trägerfrequenz am RFEingang
des
Mischers
(Demodulator)
unerwünschte
Modulationsprodukte
erzeugt.
Die
Oszillatorfrequenz wird in die Messbrücke eingekoppelt. Abhängig von der Verstimmung der Brücke
erzeugt die Brücke eine Ausgangsspannung die weiter verstärkt am Mischer anliegt. Jede Oberwelle
im Eingangssignal verschlechtert somit das Signal am Mischer und damit das Ausgangsignal, das der
Mischer erzeugt.
6.1.1 Funktionsgenerator IC MAX038
Der hier getestete fertige Funktionsgenerator IC [3] ist bis zu 20 MHz laut Datenblatt spezifiziert.
Beim Aufbau der Testschaltung (Schaltplan: Anhang E.2) zeigte sich, dass der Oberwellenanteil stark
von der Ausgangsfrequenz abhängig ist. Je höher die Frequenz gewählt wurde, desto mehr nahm der
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Oberwellenanteil zu. Der Abstand zur ersten Oberwelle bei den verwendeten 15 MHz ist nach
Datenblatt 25 dB. Es ist daher unbedingt erforderlich, geeignete Filter zu verwenden, die die
Oberwellen minimieren.
Die Frequenz selbst wird über ein RC-Glied festgelegt und kann weiter am „Frequency Adjust“
(FADJ) Pin variiert werden (Abbildung 6-1).
RC-Glied: 0-20 MHz
MAX038
FADJ: f +/- 50%
Ausgang
Abbildung 6-1: Frequenzbeschaltung MAX038
Frequenzstabilität:
gut, abhängig von den externen Bauteilen, die frequenzbestimmend sind.
Amplitudenstabilität:
sehr gut, durch interne Temperaturkompensation, Ausgangsspannung: 2 Vss.
Frequenzreinheit:
mittel, bei hohen Frequenzen – mit geeigneten Filtern sehr gut.
6.1.2 Quarzoszillator mit MAX038
Der MAX038 kann über eine Phase Locked Loop (PLL: Nachlaufsynchronisation, Abbildung 6-2) [4]
synchronisiert werden. Wird der MAX038 mit einer PLL auf einen Quarzoszillator synchronisiert, so
bleibt ein geringes Phasenrauschen in Abhängigkeit des verwendeten Reglers am Ausgang des ICs
bestehen (Schaltplan: Anhang E.3).
Quarzoszillator
Ausgang
Phasendetektor
Oszillato r
MAX038
Regler
FADJ
Abbildung 6-2: Blockschaubild Quarzoszillator mit MAX038
Durch die sehr hohe Frequenzstabilität der Quarze auch hinsichtlich der Langzeitstabilität wird mit
dieser Beschaltung eine sehr hohe Stabilität des MAX038 möglich. Problematisch hierbei sind die
digitalen Signale des Quarzesmoduls sowie der Frequenz- / Phasenvergleichsschaltung. Die
hochfrequenten Schaltsignale sind im Ausgangssignal erkennbar.
sehr gut, durch frequenzstabilen Quarzoszillator.
sehr gut, siehe MAX038.
Frequenzreinheit:
schlecht, Störungen durch digitale hochfrequente Störsignale.
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6.1.3 DDS Oszillator AD9852
Der Direct Digital Synthesizer Oszillator (DDS, Abbildung 6-3, [5]) hat in den letzten Jahren durch
den Fortschritt der Technik wesentlich an Bedeutung gewonnen. Schnelle Digital/Analog- Wandler
und hoch integrierte Schaltungen ermöglichen den Bau kompakter ICs zur rein digitalen Erzeugung
von Oszillatorsignalen mit ausgezeichneten elektrischen Eigenschaften. Sie bieten sehr hohe
Frequenzstabilität durch Verwendung eines Quarzoszillators zur Taktgenerierung, sowie eine durch
anschließende Digital/Analog-Wandlung sehr gute Amplitudenstabiltät bei hoher Auflösung (12 Bit).
Diese Bauteile eignen sich somit durch ihre Flexibilität (0 – 150 MHz) hervorragend für
hochfrequente Anwendungen. Programmiert wird dieser IC über eine serielle Schnittstelle. Die
Ausgangsfrequenz lässt sich bei maximaler Taktfrequenz mittels 48 Bit Frequenzregister in ca. 1 µHzSchritten durchstimmen.
Die Störung der Nutzsignale durch die digitale Ansteuerung kann bei räumlicher Trennung des
analogen und digitalen Teils vernachlässigt werden, da DDS-ICs hinsichtlich dieser Problematik
optimiert sind.
Mikrocontroller
serielle
Schnittstelle
Zähler
(Phase)
ROM
(Sinus)
DAC
Tiefpass
DDS
Abbildung 6-3: Blockschaubild DDS
exzellent, durch extern frequenzstabilen Quarzoszillator.
exzellent, durch digitale Technik.
Frequenzreinheit:
sehr gut, nach Datenblatt bei 15 MHz und maximaler Taktfrequenz 56 dB
Abstand zur nächsten Störfrequenz.
Aus Zeitgründen und aufgrund der Komplexität des Aufbaus (AD9852 nur in SMD-Form, 3.3V
Technik erhältlich) sowie des erforderlichen Mikrocontrollers zur Programmierung des DDS-ICs
wurde das entworfene Layout (Schaltplan: Anhang E.4) nicht aufgebaut und das dazugehörige
Mikrocontrollerprogramm in Hinblick auf den DDS-IC nicht getestet.
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6.2 Phasenschieber
Der Phasenschieber ist für die phasensynchrone Demodulation am Mischer notwenig. Durch die
verwendeten Übertrager und aktiven Bauelemente entstehen zwangsweise Phasenverschiebungen in
der Schaltung. Die möglichen Schaltungsalternativen ergeben sich aus dem zu schiebenden
Eingangssignal (Rechteck oder Sinus).
Die Anforderungen an den Phasenschieber sind:
•
180° kontinuierliche Phasenverschiebung
•
Phasenstabilität
•
Amplitudenstabilität
•
Frequenzreinheit
6.2.1 Allpassfilter
Ein idealer Allpassfilter (Abbildung 6-4) hat eine Verstärkung unabhängig von der Eingangsfrequenz.
Lediglich eine Phasenverschiebung ist am Ausgang des Filters erkennbar.
Abbildung 6-4: Schaltbild Allpassfilter
Ein Phasenschieber erster Ordnung [4] kann die gewünschte 180°-Phasendrehung erreichen
(Schaltplan: Anhang E.2). Dabei ist darauf zu achten, dass R1/C1 nicht zu klein gewählt wird, da sonst
hochfrequente Wechselspannungen kurzgeschlossen werden und den Ausgang des treibenden Bauteils
stark belasten, was sich in kleineren Amplituden niederschlagen kann. Die Qualität des
Ausgangssignals ist stark vom eingesetzten Operationsverstärker abhängig. Es muss ein Verstärker mit
hohem Bandbreitenprodukt zum Einsatz kommen, der noch mit Verstärkungsfaktor eins stabil ist.
Der Allpassfilter ist für Sinussignale gut geeignet, könnte aber auch zum Verzögern von
Rechteckspannungen eingesetzt werden.
Phasenverschiebung:
gut, mit nur einem einstellbaren Glied bis zu 1 – 165° verschiebbar.
Phasenstabilität:
gut, abhängig vom phasenbestimmenden R1/C1.
gut, bei korrekter Dimensionierung von R1, C1, R.
Frequenzreinheit:
gut, der Allpass erzeugt so gut wie keine Oberwellen.
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6.2.2 Nachlaufsynchronisation mit MAX038
Der IC MAX038 besitzt einen FADJ (Frequency Adjust: Frequenzanpassungs-) Eingang, mit dessen
Hilfe über einen externen Sollwert am Regler [4] (Abbildung 6-5, Schaltplan: Anhang E.3) die
Phasenlage gesteuert werden kann. Ein Phasendetektor liefert eine Ausgangsspannung, die von der
Phasenverschiebung zwischen Quarzoszillator und Oszillator MAX038 bestimmt wird. Eine
Besonderheit besteht in dem integrierenden Verhalten der Regelstrecke: sie synchronisiert die beiden
Frequenzen bei einer bleibenden Phasendifferenz. Mit Hilfe einer am Regler angelegten
Steuerspannung kann die Phasenlage gezielt gesteuert werden. Die digitale Vergleichsschaltung mit
nachfolgendem Regler erzeugt allerdings Störimpulse, die im Ausgangssignal sichtbar werden.
Quarzoszillator
Ausgang
Phasendetektor
Oszillator
MAX038
Stellgröße: Phase
Regler
FADJ
Abbildung 6-5: Blockschaubild Nachlaufsynchronisation mit MAX038
Phasenverschiebung:
sehr gut, abhängig vom Regler, 0 – 360° möglich.
Phasenstabilität:
gut, abhängig vom Regler, meist geringes Phasenrauschen.
sehr gut, durch interne Kompensierung im MAX038.
Frequenzreinheit:
schlecht, durch digitale Störimpulse der PLL.
Beim Versuch, zwei MAX038 ICs aus einem Quarzoszillator und zwei unabhängigen PLL
Schaltungen zu betreiben (Abbildung 6-6), haben sich aufgrund der digitalen Störungen beide
Regelkreise so stark beeinflusst, dass keine definierte Phasenverschiebung mehr einstellbar war.
Oszillator 1
Ausgang
Oszillator 2
Phasendetektor
Quarzoszillator
Phasendetektor
Oszillator
MAX038
FADJ
Ausgang
Oszillator
MAX038
Regler
Regler
Abbildung 6-6: Blockschaubild doppelte Nachlaufsynchronisation
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FADJ
6.2.3 Komparator mit Hysterese
Werden
Rechtecksignale
zum
Ansteuern
des
Mischers
verwendet,
können
diese
über
Digitalschaltungen verzögert werden (Schaltplan: Anhang E.6). Ein einfacher idealer Komparator mit
einstellbarer Hysterese erlaubt eine Phasenverschiebung von bis zu 90° (Abbildung 6-7).
Abbildung 6-7: Schaltbild Komparator
In einer zweistufigen Ausführung kann die Phasenverschiebung von 180° erreicht werden. Bedingt
durch die mehrstufige Schaltung und die steilen Schaltflanken der Komparatoren sind Störungen im
Nutzsignal erkennbar. Als Eingangssignal können sowohl Sinusspannungen als auch mit einem RCGlied geglättete Rechteckspannungen angelegt werden.
Phasenverschiebung:
gut, bei 2 Stufen ca. 0 – 165°.
Phasenstabilität:
gut, abhängig von verwendeten Bauteilen.
sehr gut, durch konstante maximale Ausgangsspannungen am IC.
Frequenzreinheit:
unwichtig, da die Ausgangsrechteckspannung zum Schalten des Mischers
verwendet wird. Es besteht allerdings die Gefahr, dass das Nutzsignal der
Messbrücke durch digitale Schaltflanken gestört wird.
6.2.4 DDS-IC
Mit Hilfe eines zweiten DDS-Oszillators ist es ebenso möglich, die Phase zu verschieben (Schaltplan:
Anhang E.4). Werden beide ICs über dasselbe Taktsignal gespeist, dann besitzen sie, wenn sie auf
dieselbe Frequenz programmiert sind, eine konstante Phasendifferenz. Da der gewählte DDS-IC
AD9852 über ein Phasenoffsetregister verfügt, das zum aktuellen Phasenzähler hinzuaddiert wird,
kann über diesen die genaue Phasenlage variiert werden. Das Offsetregister ist 14 Bit breit und erlaubt
eine Phaseneinstellgenauigkeit von ca. 0,02° bei einer Variationsmöglichkeit über die kompletten
360°.
Phasenverschiebung:
exzellent, in 0,02° schritten von 0 – 360°.
Phasenstabilität:
exzellent, siehe Kapitel 6.1.3 „DDS Oszillator AD9852“.
exzellent, siehe Kapitel 6.1.3 „DDS Oszillator AD9852“.
Frequenzreinheit:
sehr gut, siehe Kapitel 6.1.3 „DDS Oszillator AD9852“.
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6.3 Hochfrequenz Messbrücke
Die Messung im Stoßrohrlabor erfordert keine absoluten Temperaturmesskurven, sondern eine feine
Auflösung hinsichtlich Temperaturänderungen. Deshalb kommt die folgende Brückenschaltung zum
Einsatz (Abbildung 6-8):
Abbildung 6-8: Schaltbild Messbrücke
In die Messbrücke wird die Oszillatorspannung über Übertrager 1 eingekoppelt. Die induzierte
Spannung an der Eingangsseite liegt gleichmäßig an Messzweig 1 und 2 an. Jeder einzelne Messzweig
besitzt zwei parallele Wicklungen (L3 & L4, L5 & L6). Im abgeglichenen Betrieb heben sich ihre
Durchflutungen Θ1 und Θ2 auf. In den Wicklungen L7 und L8 wird keine Spannung induziert.
Wird die Brücke verstimmt, fließen unterschiedliche Ströme in den beiden Brückenzweigen. Die
beiden Durchflutungen können sich nicht weiter aufheben. Die Differenz induziert eine
Ausgangsspannung in L7 und L8 in Abhängigkeit von der Verstimmung.
Bei den hochfrequenten Messsignalen ist zu beachten, dass die Messkreise nicht nur reell (R1 mit R3)
abgeglichen werden müssen, sondern auch kapazitiv (damit C1 in Reihe mit C2 gleich C3 wird), um
eine völlige Auslöschung beider Ströme zeitgleich zu erreichen. Die Kapazitäten C1 und C2 im
Sensorkreis entstehen durch die Kontaktierung des Platinstreifens im Stoßrohr und durch die
Leitungsführung bis zur Messbrücke mit Koaxialkabeln.
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An die Symmetrie des Wickelaufbaus werden hohe Anforderungen gestellt. Deshalb sind die
erregenden Wicklungen (L3 & L4, L5 & L6) eng verdrillt auf den Ferrit-Ringern gewickelt. Es besteht
eine räumlich Trennung zwischen diesen Wicklungen und den ebenso eng verdrillten
Ausgangswicklungen (L7 & L8), damit keine kapazitive Kopplung zwischen erregenden Signalen und
Ausgang möglich ist (Abbildung 6-9, nähere Beschreibung der Übertrager Kapitel 7.5).
Die Messbrücke selbst bildet einen sauberen Abschluss mit 50 Ohm zur Terminierung der Leitung, um
störende Reflexionen zu vermeiden. Jeder Brückenzweig besitzt einen Widerstand um ca. 500 Ohm,
der parallel geschaltet 250 Ohm Last für die Sekundärwicklung des Einkoppelübertragers darstellt. Bei
diesem Übertrager mit Übertragungsverhältnis von 1:2 wird der Widerstand 1:2² übertragen, was
ungefähr den erwarteten Wellenwiderstand von 50 Ohm auf der Primärseite ergibt.
Abbildung 6-9: Übertrager 2 der Messbrücke
6.4 Demodulator
Die zweite Forderung nach aktiver Entstörung gegenüber der Umgebung wird mit Hilfe eines
Demodulators realisiert. Die Trägerfrequenz am Eingang der Messbrücke erzeugt an der nicht
abgeglichenen Brücke ein Ausgangssignal, welches dieselbe Frequenz wie die Trägerfrequenz besitzt.
Um dieses Signal in ein Gleichspannungssignal umzusetzen, wird ein Ringmischer als Demodulator
eingesetzt. Ein idealer Mischer würde die beiden Eingangssignale (Ausgang aus der Messbrücke und
Demodulationssignal) miteinander multiplizieren [5]:
Eingangssignal (Radio Frequency = RF, Radio Frequenz)
RF (t ) = ARF sin (2πf RF t )
(1)
Demodulationssignal: (Local Oscillator = LO, Lokaler Oszillator)
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LO (t ) = ALO sin (2πf LOt )
(2)
Ausgangssignal (Intermediate Frequency = IF, Zwischenfrequenz = ZF)
Aus der Trigonometrie ist folgende Formel bekannt:
a x sin ( x ) ∗ a y sin ( y ) =
1
a x a y [cos( x − y ) − cos( x + y )]
2
(3)
setzt man (1) und (2) in (3), erhält man:
 
 
  A A
 
ARF ALO
 

 

RF LO

RF (t ) ∗ LO(t ) =
cos 2π f RF − f LO t  −
cos 2π f RF + f LO  t 
1
4
2
4
3
1
4
2
4
3
2
2
 
 
 
 
f1
f2
 
 
 
 
(4)
aus (4) sieht man, dass sowohl die Differenz der beiden Frequenzen als auch die Summe entsteht.
Man nehme beispielsweise an:
f RF = f LO = 15 MHz
daraus ergeben sich nach (4) folgende Ausgangsfrequenzen:
f1 =
0 MHz
f 2 = 30 MHz
Gleichsignal
doppelte Frequenz
Die höhere nicht gewünschte Frequenz wird mit Hilfe eines Tiefpasses unterdrückt. Als Ergebnis
erhält man das geforderte Gleichsignal. Beim nicht idealen Mischer entstehen neben den gewünschten
erwarteten Frequenzen weitere Mischprodukte, welche durch Nichtlinearitäten des Mischers erzeugt
werden. Zudem besteht eine gewisse Kopplung zwischen Eingang und Ausgang des Mischers
(typischerweise beim Ringmischer 40 dB = Faktor 100) [6]. Diese störenden Frequenzen müssen
soweit wie möglich ausgefiltert werden.
Aus dieser Betrachtung heraus erkennt man die Wichtigkeit reiner Sinussignale, da sonst andere
Frequenzen neben der Trägerfrequenz vorhanden sind, die sich ebenfalls multiplizieren und
Störsignale erzeugen.
Eine zweite Veranschaulichung soll anhand des Prinzips eines Ringmischers aufgezeigt werden:
Ein theoretisch idealer Mischer ist so aufgebaut, dass das LO-Signal nicht sichtbar am Ausgang ist. Es
dient nur dazu das RF-Signal umzupolen, falls LO negativ ist.
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LO
RF
IF
avg(IF)
Abbildung 6-10: Phasen und Frequenzrichtige Ansteuerung
Sind Phase und Frequenz von LO und RF gleich, entsteht am IF ein maximales Ausgangssignal, da die
negative Halbwelle hochgeklappt wird und eine synchrone Demodulation stattfinden kann.
(Abbildung 6-10)
Verwendet man dagegen ein phasenversetztes Signal ergibt sich beim Winkel von ϕ = 180° genau das
negierte Ergebnis von IF, bei ϕ = 90° eine gemittelte Amplitude von 0 Volt, bei ϕ = 60° (Abbildung
6-11) die halbe Amplitude.
LO
RF
IF
avg(IF)
Abbildung 6-11: Phasendifferenz 60° bei gleicher Frequenz
Um eine maximale Amplitude am Ausgang zu erreichen, sollte deshalb das Ausgangssignal der
Messbrücke in Phase zum LO sein. Deshalb ist es notwenig einen Phasenschieber in die Schaltung zu
integrieren, der die phasensynchrone Demodulation ermöglicht.
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Andere Frequenzen (Störungen) werden auf diese Art deutlich reduziert (Abbildung 6-12). Dies sorgt
für die geforderte Störbefreiung hinsichtlich elektromagnetischer Störungen von außen.
LO
RF
IF
avg(IF)
Abbildung 6-12: Unterschiedliche Frequenzen LO = 1,34 * RF
Die Störbefreiung gilt für alle Frequenzen, die nicht ein ungeradzahliges Vielfaches der LO-Frequenz
sind. Diese Oberwellen müssen wieder mit Filtern gedämpft werden. Davon abgesehen ist es
unwahrscheinlich, dass ein Störsignal genau diese Frequenz besitzt und das Messergebnis verfälscht.
6.4.1 Dioden-Ringmischer
Für den Aufbau von Mischstufen gibt es viele verschiedene aktive und passive Schaltungskonzepte
(Schaltplan: Anhang E.7). Mit dem passiven Dioden-Ringmischer (Abbildung 6-13) lassen sich mit
relativ geringem Aufwand sehr gute technische Daten erzielen. [7]
Abbildung 6-13: Prinzipschaublild Ringmischer
Im Allgemeinen dient der Input-Interceptpunkt 3. Ordnung (IIP3) als Qualitätsmaßstab für Mischer.
Dieser Punkt ist die Stelle, an dem das Ausgangssignal gleiche Anteile von der erwünschten Frequenz
und der 3. harmonischen Oberwelle erzeugt (Messung: verstärken der Amplitude von RF bis bei IF
gleiche Anteile von Grundwelle und 3. harmonischer Oberwellen zu sehen sind Æ völlige
Übersteuerung). Je höher dieser Punkt liegt, desto weniger unerwünschte Nebenprodukte werden vom
Mischer erzeugt. Beim verwendeten Ringmischer von Mini-Circuits TUF3H liegt der IIP3 bei ca.
+14 dBm.
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Der Mischer ist einfach und unkompliziert durch seine rein passive Beschaltung einzusetzen. Um ein
gutes Signal am Ausgang zu erreichen, ist ein sauberer Abschluss rund um den Ringmischer mit
50 Ohm erforderlich.
Problematisch beim passiven Ringmischer ist die Entkopplung von LO nach RF. Diese beträgt nur
30 dB und überlagert zu einem gewissen Teil das Eingangssignal am RF Pin. Außerdem wird am LOPin eine gewisse Schwellspannung benötigt, die die Dioden im Ringmischer durchschalten. Solange
diese nicht vom phasengeschobenen Sinussignal erreicht ist, kann der Mischer nicht voll durchsteuern
und liefert kein optimales Ergebnis am Ausgang. Es ist daher von Vorteil, Rechteckspannungen am
LO Pin anzulegen, die die vorhandene Schwellenspannung sofort erreichen. Gegen die Verwendung
von Rechtecksignalen sprechen die steilen Schaltflanken, die Störungen auf das Nutzsignal koppeln
können. Aus diesem Grund werden keine digitalen Schaltelemente im endgültigen Messsystem
eingesetzt.
6.4.2 Aktive Mischer
Die aktiven Mischer haben den Vorteil einer nicht direkt gekoppelten Verbindung zwischen den
verschiedenen Ein- und Ausgangspins. Sie können, durch die Halbleiter getrennt, bessere
Mischereigenschaften
erreichen.
Zudem
sind
die
Eingangspins
hochohmig
und
daher
unproblematischer zu verwenden.
Der selektierte Mischer AD831 (Abbildung 6-14, Schaltplan: Anhang E.7) weist einen IIP3 von
+24 dBm und einer LO-RF Isolation von 70 dB auf, was ihn wesentlich vom passiven Ringmischer
abhebt. Zudem besitzt er bereits einen integrierten Tiefpassfilter mit Ausgangstreiber, der weitere
aktive Bauelemente unnötig macht.
Da dieses Bauteil nur als SMD-Version verfügbar ist, wurde der AD831 IC nicht selbst getestet. Er
besitzt aber gutes Potential, die Schaltung weiter zu verbessern.
Abbildung 6-14: Prinzipschaltbild AD831
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7 Realisierung des Messgeräts
Das neu entwickelte Messgerät (Abbildung 7-2 und Abbildung 7-3) besteht aus den vier
beschriebenen Schaltungsmodulen und einigen Koppel- bzw. Anpassgliedern. Bei der Auswahl der
verschiedenen möglichen Modulvarianten wurden diejenigen ausgewählt, die die nötige Genauigkeit
und Zuverlässigkeit besitzen, ohne dabei zu kompliziert zu werden. Das Messgerät muss mit
akzeptablem Aufwand wartbar und nachbaubar sein. Der Schaltplan ist im Anhang E.1 enthalten. Eine
Übersicht über das Messgerät gibt Abbildung 7-1 „Blockschaubild Messgerät“. Es folgt eine
detaillierte Beschreibung der eingesetzten Module.
Oszillato r
Treiber 2
Treiber 1
2 Vss
15
MHz
10 Vss
1
BUF634
Tiefpass 1
Messbrücke
10 Vss
1
50R
BUF634
15 MHz
5 Vss
Allpass
MAX038
Allpass
Allpass
Tiefpass 2
Mischer
Tiefpass 4
5 Vss
ϕ
50R
OPA688
15 MHz
Ausgangsverstärker
50R
LO
IF
Sensor
Mess
brücke
Differenzverstärker
25
Tiefpass 3
50R
AD829
15 MHz
RF
20
10MHz
50R
Abbildung 7-1: Blockschaubild Messgerät
Abbildung 7-2: Foto Gehäuse
Abbildung 7-3: Foto Platine
Seite 24
AD829
50R
7.1 Spannungsversorgung
Die Spannungsversorgung der gesamten Schaltung erfolgt über zwei DC/DC-Wandler, die am
Ausgang +/- 15V bzw. +/-5V bereitstellen (Schaltplan: Anhang E.8). Diese galvanische Trennung
vom Netz ist ein erster und wichtiger Schritt, die benötigte Störbefreiung zu erreichen. Durch die
galvanische Trennung (Abbildung 7-4) wird eine evtl. große Masseschleife, in die Spannung induziert
werden könnte, aufgetrennt. Die einzigen Massepotentialverbindungen zum Messgerät erfolgen über
die beiden Verbindungskabel vom Sensor zur Platine und dem Gehäusekontakt des Messgeräts beim
Verschrauben mit dem Stoßrohr.
Masse- / Erdleiterverbindung
übers Stromnetz
galvanische
Trennung
Spannungsversorgung
Messgerät
Massepotentialverbindung
Stoßrohr
Sensor
Abbildung 7-4. Masseschleifentrennung
Diese Betrachtung gilt für Gleichspannungen, da der Isolationswiderstand des DC/DC-Wandlers
gegen unendlich geht. In Abhängigkeit vom internen Aufbau besitzt der DC/DC-Wandler eine gewisse
Kapazität vom Eingang zum Ausgang, über den hochfrequente Störungen auf die Schaltung
übertragen werden können.
Zur Messung der Koppelkapäzität der verwendeten Wandler (Traco TEN3-2421 und TEN3-2423)
wurden ihre Eingänge und Ausgänge kurzgeschlossen und die Kapazität zwischen ihnen gemessen.
Pro Wandler ergeben sich 400 pF. Da die verwendeten Wandler parallel geschaltet sind, summiert sich
die Kapazität auf 800 pF, die unter Umständen hochfrequente Störungen ins Messgerät einkoppeln
könnte.
Abbildung 7-5: Spannungsversorgung
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7.2 Messfrequenz
Die verwendete Messfrequenz ergibt sich aus der geforderten Auflösung des Messgeräts (0,1 µs =
10 MHz) und der Glättung der Signale durch Filterung. Die Genauigkeitsverluste wurden mit 50%
festgelegt, was zur Messfrequenz von 15 MHz führt.
Theoretisch gesehen folgt aus einer höheren Trägerfrequenz eine genauere Auflösungsmöglichkeit der
Temperaturkurve. Allerdings begrenzt der Sensor mit seinem Abgleichkreis und den verwendeten
Übertragern die maximal mögliche Trägerfrequenz. Es wurde die Messbrücke bei 10 MHz (Abbildung
7-6 und Abbildung 7-7) und 30 MHz (Abbildung 7-8 und Abbildung 7-9) untersucht, was die oben
geschilderte Problematik verdeutlicht. Je höher die Messfrequenz, desto mehr Störfrequenzen
(Oberwellen) befinden sich im Ausgangssignal der Messbrücke.
Die folgenden Oszillogramme enthalten das Eingangsignal (Ch2 – orange) sowie das Ausgangssignal
(Ch1 – blau). Zusätzlich wird eine FFT Analyse (rot) vom Ausgangssignal abgebildet.
10 MHz Trägerfrequenz:
Abbildung 7-6: Verstimmte Brücke (5 Ohm)
Abbildung 7-7: Abgeglichene Brücke
30 MHz Trägerfrequenz:
Abbildung 7-8: Verstimmte Brücke (5 Ohm)
Abbildung 7-9: Abgeglichene Brücke
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Tabellarischer Vergleich:
Frequenz (f0)
[in MHz]
Pegel f0
[in µV]
Pegel f1
[in µV]
f0 / f1
[in dB]
2380
70
31 dB
um 5 Ohm verstimmt
82
45
5 dB
abgeglichen
2570
1300
6 dB
um 5 Ohm verstimmt
241
950
-12 dB
Messbedingung
10
30
abgeglichen
Aus dem Ergebnis der Untersuchung folgt: je höher die angelegte Frequenz, desto höher der Anteil der
Störfrequenzen, die anfallen. Diese müssen später aufwendig durch Filter weggedämpft werden, so
dass als Trägerfrequenz für das Messsystem die Mindestfrequenz von 15 MHz zum Einsatz kommt.
7.3 Oszillator
Als Oszillator wird der MAX038 (Kapitel 6.1.1) eingesetzt. Er eignet sich gut für diesen Messzweck,
da er nur wenige externe Bauteile benötigt und eine gute Amplitudenstabilität besitzt. Die schlechtere
Frequenzreinheit kann mit Tiefpassfiltern soweit geglättet werden, dass keine Störfrequenzen im
Oszillatorsignal mehr ersichtlich sind (Abbildung 7-10).
Oszillatorfrequenz f0 = 15 MHz
Kanal
Stör- zu Nutzsignalabstand
(blau) 1
28 dB (f s = 30 MHz)
(orange) 2
>55 dB (f s = 45 MHz)
Messstelle
ungefilterter Ausgang MAX038
gefiltertes und verstärktes Signal
am Eingang der Messbrücke
Abbildung 7-10: Gefiltertes und ungefiltertes Oszillatorsignal
Seite 27
7.4 Treiber
Die Hochfrequenz-Leistungstreiber in dieser Anwendung sind als BUF634 ausgeführt. Dieser IC
besitzt eine Spannungsverstärkung von eins bei einer Bandbreite von bis zu 180 MHz. Die hohen
Ausgangsströme werden dazu verwendet, passive Spannungstransformatoren zu betreiben, bzw. die
Messbrücke mit ausreichend Signal zu versorgen. Wären noch höhere Bandbreiten und geringere
Phasendifferenzen erforderlich, könnte als Alternative der OPA633 eingesetzt werden, der eine
Bandbreite von bis zu 260 MHz treiben kann. Der entscheidende Vorteil beim BUF634 liegt in der
höheren Versorgungsspannung von +/- 15 V, gegenüber +/-5 beim OPA633.
7.5 Übertrager
Durch die Verwendung von leistungsfähigen Treibern ist es möglich, einfache passive Übertrager zur
Spannungserhöhung oder Kopplung von Signalen zu nutzen. Die verwendeten, meist selbst
gewickelten Ferrit-Breitbandübertrager (Abbildung 7-11), besitzen bei hohen Frequenzen bessere
Eigenschaften als aktive Operationsverstärkerschaltungen und können einfacherer variiert und ersetzt
werden.
Abbildung 7-11: Ersatzschaltbild Übertrager
Unerwünschte Nebeneffekte ergeben sich durch den Wickelaufbau des Übertragers. Zwangsweise
besitzt ein Übertrager außer der gewünschten Koppelinduktivität L3 einen parallel Verlustwiderstand
R3 bedingt durch magnetische Verluste, die beim Ummagnetisieren und durch Wirbelströme
entstehen. Außerdem existieren die Drahtwiderstände R1 und R2, die aufgrund der geringen
Windungszahlen und relativ dicker Drähte vernachlässigt werden können. Bedingt durch die Tatsache,
dass nicht alle Feldlinien den Kern des Übertragers durchsetzen, entstehen die Streuinduktivitäten L1
und L2. Die Größe dieser Induktivitäten ist abhängig vom Wickelaufbau des Übertragers. Es ist
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wichtig darauf zu achten, den Draht eng am Ferritkern anzulegen und möglichst den kompletten
Kernumfang auszunutzen.
Des Weiteren sind die Wickelkapazitäten C1 und C2 verantwortlich für Resonanzeffekte, die vor
allem bei Hochfrequenz Auswirkungen haben. Diese entstehen durch Leitungskapazitäten der
Wickeldrähte zueinander. Abhilfe schafft hier eine möglichst große räumliche Trennung, was kaum
realisierbar ist. Alternativ können die Windungszahlen reduziert werden. Zudem werden, wenn
möglich, die Wickeldrähte eng miteinander verdrillt, so dass alle Drähte zueinander eine gleichmäßige
Kapazität besitzen und keine Unsymmetrien entstehen.
Zuletzt muss darauf geachtet werden, dass der Ferritkern die gewünschte Kopplung von Primär- zur
Sekundärwicklung erbringen kann, was abhängig vom Kernmaterial (siehe Anhang A „Vergleich der
Kernmaterialen
der
Übertrager“)
[8]
und
der
Windungszahl
(siehe
Anhang
B
„Transformationsprinzip“) ist. Wird der Kern übersteuert und geht in Sättigung, werden am Ausgang
störende Oberwellen erzeugt.
Im Messsystem selbst wird ein fertiger Übertrager von Mini-Circuits verwendet sowie selbst
gewickelte Ferrit-Ringkern Übertrager (Kern: Amidon FT50-85, beispielsweise Abbildung 7-12), die
sich durch gute stabile magnetische Eigenschaften auszeichnen.
Abbildung 7-12: Übertrager 1:5
Seite 29
7.6 Filtertechnik
Um im entwickelten Messgerät unerwünschte Störfrequenzen, die sowohl von außen als auch vom
Messgerät selbst erzeugt werden, zu filtern, werden hauptsächlich fertige Tiefpassfilter der Firma
Mini-Circuits eingesetzt (Abbildung 7-13).
Abbildung 7-13: Tiefpassfilter 15MHz (Mini-Circuits PLP15)
Diese Filter arbeiten in der 50 Ohm Technik. Der konsequente Einsatz von Impedanzanpassung
innerhalb der Schaltung ist erforderlich, um evtl. störende Reflexionen an 50 Ohm Widerständen
abzuleiten.
Als Koppelkondensatoren werden zur Entfernung des Gleichanteils in den Nutzsignalen hochwertige
Folienschichtkondensatoren von 15 nF verwenden, die bei 15 MHz einen Blindwiderstand von 1,4
Ohm besitzen und damit sehr niederohmig für die Grundfrequenz sind und keinen störenden Einfluss
auf sie haben. Die Anpassung der selbst gebauten passiven Filter erfolgt mit Hilfe der Quellen [7] und
[9].
7.7 Phasenschieber
Der im Kapitel 6.2.1 beschriebene Allpass wird für diesen Zweck mit Hilfe des OPA688 realisiert.
Dieser ist bei einer Verstärkung von eins stabil und besitzt ein Bandbreitenprodukt von 530 MHz.
Durch die maximale Ausgangsamplitude des Operationsverstärkers ist die maximale Amplitude am
LO-Eingang des Mischers festgelegt. Beim OPA688 beträgt diese 6,4 Vss, von der, durch den
verwendeten Quellwiderstand von 50 Ohm und 50 Ohm Abschluss am LO-Eingang, noch 3,2 Vss
übrig bleiben. Die maximale Eingangsleistung des Mischers wird dadurch nicht ausgenutzt. Die
3,2 Vss entsprechen +14dBm, wobei der Mischer bis zu +17 dBm aufnehmen könnte.
Seite 30
7.8 Messbrücke
Die Messbrücke (Abbildung 7-14, Theorie im Kapitel 6.3) bildet den zentralen Kern des Messsystems.
Da schon Änderungen im Ohm-Bereich durch das Messgerät erfasst werden, ist ein sorgfältiger
Aufbau nötig.
Abbildung 7-14: Schaltbild Messbrücke
Als Eingangsübertrager kommt der fertige Transformator von Mini-Circuits T4-1 zum Einsatz, der die
Oszillatorfrequenz von 15 MHz in beide Kreise einkoppelt. Der zweite Übertrager vereint die beiden
Messkreise und gibt bei Verstimmung eine gegentaktige Spannung am Ausgang des Übertragers aus,
die später mittels Differenzverstärker weiterverarbeitet wird.
Beim Aufbau des zweiten Übertragers ist festzustellen, dass eine strikte räumliche Trennung zwischen
den beiden primären Wicklungspaaren (L3&L4, L5&L6) und dem sekundären Wicklungspaar
(L7&L8) notwenig ist. Die Ausgangsspannung beträgt nur einige Millivolt. Bei geringer Verstimmung
der Brücke und bei nicht vorhandener räumlicher Trennung wird zu viel Signal kapazitiv vom
Primärkreis auf den Sekundären übergekoppelt. Es kann nicht mehr zwischen eingekoppeltem Störund Nutzsignal unterschieden werden.
Nach der Theorie sollte am Ausgang der Brücke nur die Frequenz des Oszillatorsignals sichtbar sein.
Da das Zusammenspiel der verschiedenen Messkreise und deren Abgleich sehr komplex ist und nie
absolute Symmetrien erreicht werden, entstehen am Ausgang neben der Trägerfrequenz weitere
Seite 31
Störfrequenzen, vor allem harmonische Schwingungen der Eingangsfrequenz. Dieses Ausgangssignal
muss durch Filterung gesäubert werden, um keine Störprodukte im Mischer zu erzeugen.
Unter anderem wurde die Eingangsimpedanz der Messbrücke hinsichtlich Fehlanpassung und evtl.
dadurch entstehenden Reflexionen untersucht. Es ist eine Fehlanpassung zu erwarten, da die
Messbrücke keine rein ohmsche Last darstellt, sondern auch eine kapazitive. Die Messung ergab bei
15 MHz einen reellen Anteil von 44 Ohm, und einen XC von 22 Ohm (Abbildung 7-15).
Abbildung 7-15: Unkompensierter Eingang
Abbildung 7-16: Kompensierter Eingang
Wird eine Induktivität (8 Windungen auf Karbonyleisenkern [8]) parallel zum Eingangskreis
angeschlossen, ergibt sich der kompensierte Ausgang in Abbildung 7-16, da keine wesentlichen
Änderungen in der Qualität der Ausgangssignale bei beiden Varianten auftreten. Lediglich die
Phasenverschiebung bedingt durch die Messbrücke wird um 30 Grad kompensiert.
7.9 Differenzverstärker
Aus der Messbrücke wird das Ausgangssignal als Differenzsignal ausgekoppelt, um eine Resistenz
gegenüber Gleichtaktstörungen bis zum Differenzverstärker zu erreichen. Dieser ist als klassischer
Subrahierer beschaltet und hochohmig ausgeführt, um die Messbrücke nicht zu belasten.
Abbildung 7-17: Schaltbild Differenzverstärker
Seite 32
Die Bauteilauswahl fällt auf den AD928, einen spannungsrückgekoppelter Operationsversärker, der
wie ein klassischer Verstärker beschaltet werden kann. Zum Vergleich wurden verschiedene andere
Operationsverstärkerschaltungen untersucht, unter anderem auch reine SMD-Schaltungen, die durch
ihre kleineren Abmessungen und damit geringeren Kapazitäten besser für Hochfrequenz geeignet sind.
Dabei wurde festgestellt, dass sich durch diese Maßnahme kein wesentlicher Vorteil gegenüber
herkömmlichen Bauteilen erzielen lässt, sondern nur Nachteile hinsichtlich der Verarbeitung auftreten.
Bei wesentlich höheren Frequenzen könnte die Verwendung von SMD-Bauteilen durchaus berechtigt
sein, bei den verwendeten 15 MHz ihre Verwendung hingegen nicht notwendig.
7.10 Demodulator
Das Ausgangssignal der Messbrücke sollte nach der Theorie nur die Trägerfrequenz beinhalten, deren
Amplitude abhängig von der Verstimmung der Messbrücke ist. Der verwendete Dioden-Ringmischer
TUF3H als Demodulator wandelt diese mit Hilfe der synchronen Demodulation (Kapitel 6.4.1) in eine
Gleichspannung mit überlagerter doppelter Trägerfrequenz um, die nach einer Tiefpassfilterung
herausfällt. Da im realen Einsatz keine spektral reinen Sinussignale an den Eingängen des
verwendeten Mischers anliegen, entstehen Störprodukte beim Demodulieren, die am Ausgang sichtbar
sind.
7.11 Ausgangsverstärker
Das letzte Glied bildet der Ausgangsverstärker AD829, der das Signal aus dem zweistelligen
Millivoltbereich heraushebt und gleichzeitig als 50 Ohm Leitungstreiber am Ausgang dient. Dadurch
können die gemessenen Signale gefahrlos über weite Strecken hin zum Messoszilloskop übertragen
werden, ohne weitere Störungen aus der Umgebung einzufangen. Der Gleichspannungsoffset hat
bedingt durch die hohe Verstärkung des Operationsverstärkers (V = 20) keinen qualitativen Einfluss
auf die Messung. Es werden nur Temperaturänderungen erfasst; ein konstanter Offset im
Millivoltbereich verfälscht diese Änderung nicht.
Seite 33
8 Ergebnisse
Zur Überprüfung der Leistungsfähigkeit des neuen Messsystems wurden Tests in der realen
Umgebung im Stoßrohrlabor vorgenommen. Im eingebauten Zustand zeigte sich, dass das System
zuverlässig arbeitet und den Wärmetransfer im Stoßrohr erfassen kann. Dies zeigt der Vergleich mit
einem Drucksensor, der sich in derselben Messebene befindet wie der ausgewertete Platinstreifen als
Temperatursensor. Die zu erwartenden Zusammenhänge sind aus dem Diagramm (Abbildung 8-1)
ersichtlich.
Experim ent #0874@ M 59
Hochfrequenzbrückenverstärker
Verstärkung x 400
piezoelektrischer Druckaufnehmer
[V]
1.5
Signal
1.0
W ärm efreisetzung
durch Zündung
Druckentwicklung
durch Gasdynamik
0.5
Druckentwicklung
durch Gasdynam ik
und Wärmefreisetzung
0.0
0.000
0.005
0.010
Zeit
0.015
0.020
[s]
Abbildung 8-1: Druck- und Wärmetransferprofil
Das anfänglich sehr ähnlich verlaufende Temperatur- und Druckprofil ist ein wesentlicher Fortschritt
des neuen Messverfahrens. Die mit dem bisherigen Messsystem aufgenommenen Profile unterliegen
größeren Schwankungen, die von eingekoppelten Störungen erzeugt wurden (zum Vergleich:
Abbildung 8-2). Das neue hochfrequenz Messverfahren ist störunempfidlicher als die alte
Messmethode.
Seite 34
Das folgende Diagramm zeigt zwei unter ähnlichen Bedingungen aufgenommene Temperaturprofile:
Hochfrequenzbrückenverstärker
Verstärkung x 400
Gleichstrombrückenverstärker
Verstärkung x 1000
4.0
[V]
3.5
3.0
2.5
x0.25
Signal
2.0
1.5
x1.00
1.0
0.5
0.0
0.00
0.01
0.02
Zeit
0.03
0.04
[s]
Abbildung 8-2: Vergleich der Messmethoden
Anfangs ist ein ähnlicher Kurvenverlauf der beiden Experimente festzustellen. Die Zündung im
Stoßrohr findet allerdings bei der Hochfrequenzbrückenschaltung (Zeit: 0,012 s) etwas später statt als
bei der Gleichstrombrückenschalltung (Zeit: 0,01 s). Diese Zeitunterschiede sind nicht abhängig vom
verwendeten Messsystem. Sie ergeben sich aus den nicht exakt nachbildbaren Randbedingungen von
Versuch zu Versuch. Im weiteren Kurvenverlauf (nach der Zündung) kann das aufgenommene Signal
der neuen Messmethode nicht mehr dem realen Wärmetransfer folgen. Dies wird durch die im
folgenden Abschnitt beschriebenen Kompressions- und Sättigungseffekte verursacht.
Seite 35
Zur Ermittlung der Aussteuergrenzen der neuen Schaltung wurden symmetrisch zwei Potentiometer
(R2, R3 in Abbildung 8-3) in Reihe zum Sensor geschalten. Die Potentiometer wurden gleichmäßig
verstellt und somit die Brücke verstimmt, was ein Ausgangssignal am Messsystem zur Folge hat
(Abbildung 8-4).
Abbildung 8-3: Symmetrische Verstimmung des Sensorkreises
Ausgangsspannung in Volt
1,4
1,2
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
20
40
60
80
100
Verstim mung der Brücke in Ohm
Abbildung 8-4: Dynamikbereich des Messsystems
Aus den im Diagramm aufgetragenen Messwerten ist eine Kompression des Signals bei ca. 1 Volt
(≅ 35 Ohm) ersichtlich. Bei 1,3 Volt (≅ 60 Ohm) geht das Ausgangssignal in Sättigung über. Dies wird
auch beim Vergleich der Temperaturprofile der alten und neuen Messmethode ersichtlich (Abbildung
8-2). Hauptursache für die Sättigung ist die maximale magnetische Aussteuerbarkeit des
Brückenübertragers (siehe Anhang B).
Seite 36
9 Ausblick
Das entwickelte Messsystem kann bei Versuchen im Stoßrohr, bei denen nicht zu hohe Temperaturen
entstehen, ein reproduzierbares, gutes Ausgangssignal liefern. Neben der Problematik des
Kompressions- und Sättigungsverhaltens entstehen auch Probleme bei zu geringen Signalamplituden,
welche durch geringe Temperaturänderungen im Stoßrohr verursacht werden. Dabei kann das
Nutzsignal durch das „Eigenrauschen“ des Messsystems maskiert werden. Dieses „Rauschen“ enthält
jedoch nur zum kleineren Teil echtes Rauschen im mathematisch- informationstechnischen Sinn mit
Frequenzeanteilen theoretisch von 0 Hz bis ∞ Hz, hervorgerufen durch das thermische Rauschen der
Schaltungskomponenten. Vielmehr wird dieses „Rauschen“ durch folgende Effekte erzeugt:
•
Störsignale aus der Umgebung
•
nicht vollkommen unterdrückte LO-Frequenzen und deren harmonischen Frequenzen im
Demodulator
•
Intermodulationsprodukte im Brückenübertrager, hervorgerufen durch die nichtlinear
Übertragungskennlinie der Ferritkerne (siehe Anhang B: „Transformationsprinzip“)
Werden zukünftig noch größere Empfindlichkeiten oder ein höherer Dynamikbereich (Störungsfreie,
sichere Messwerterfassung von kleinsten bis größten Signalen) gefordert, sind diese Gesichtspunkte zu
optimieren:
•
Verwendung eines besseren, aufwendigeren Mischers als Demodulator, z.B. aktiver
Ringmischer (siehe Kapitel 6.4.2 „Aktive Mischer“), der einen höheren Dynamikbereich
abdeckt
•
ein Mischer mit besser entkoppelten RF-, LO- und IF-Anschlüssen (siehe Kapitel 6.4.2
„Aktive Mischer“)
•
ein Brückenübertrager mit weiter magnetisch aussteuerbarem Kernmaterial (so weit dies
überhaupt erhältlich ist, siehe Anhang B: „Transformationsprinzip“)
Eine bessere zeitliche Auflösung des Messsystems ist nur über eine höhere Betriebsfrequenz, deutlich
über 15 MHz, erzielbar. Dabei treten jedoch Entkopplungsprobleme im Mischer wieder verstärkt auf.
Eine gänzlich andere Optimierungsmöglichkeit betrifft den Abgleichkreis. Es ist vorstellbar, einen
komplett automatischen Abgleich vom System selbst durchführen zu lassen. Dazu ist es notwendig,
sowohl die Phase als auch die Kapazität und den Widerstand in der Messbrücke variabel steuerbar zu
machen. Erste Versuche wurden mit einem Mikroprozessor durchgeführt, der ein Motorpotentiometer
zum Widerstandsabgleich, zwei Kapazitätdsdioden zum Kapazitätsabgleich und zwei DDS
Oszillatoren zur Erzeugung der Oszillatorsignale ansteuert.
Seite 37
DDS
Oszillator 2
Mikrocontroller
DDS
Oszillator 2
LO
IF
R
Messbrücke
C
True
RMS
RF
Rückkopplung
Abbildung 9-1: Blockschaubild automatischer Abgleich
Die Idee des automatischen Abgleichkreises beruht auf der Rückkopplung des Ausgangssignals über
den True RMS (Root Mean Square = Effektivwert) Chip mit langer Zeitkonstante, der restliche
Wechselspannungen am Ausgang glättet. Das Mikroprozessorprogramm gleicht zuerst den Widerstand
(R) und die Kapazität (C) durch Variation und Minimalwertbestimmung ab. Ist dieser Abgleich
gelungen, kann die Brücke über das Motorpotentiometer gezielt verstimmt werden.
Verändert man die Phase am LO und RF kontinuierlich um 360°, stellt man zwei Maxima (ein
positives und ein durch den RMS Chip auf die positive Seite gespiegeltes negatives) sowie zwei
Minima (Nullpunkte) fest. Nach der Demodulationstheorie (Kapitel 6.4) fallen die Maxima auf 0° und
180° Phasenverschiebung am Mischer, die Minima auf 90° und 270°. Da Minima einfacher zu
detektieren sind, wird solange die Phase variiert, bis ein Nullpunkt gefunden wird. Danach wird die
Phase um exakt 90° verschoben, was durch die digitale Ansteuerung der DDS-Chips möglich ist. Das
Ausgangssignal der Brücke (RF) befindet sich dadurch in Phase mit dem LO (oder 180° verschoben,
was mit einer Komparatorschaltung bestimmt werden kann). Das synchrone Signal erzeugt eine
maximale Amplitude am Ausgang. Dadurch wäre jeglicher manuelle Abgleich überflüssig und die
Messungen noch besser reproduzierbar und vergleichbar.
Seite 38
10 Abkürzungsverzeichnis
DDS
Direct Digital Synthesizer
DLR
Deutsche Zentrum für Luft- und Raumfahrt
HF
Hochfrequenz
IF
Intermediate Frequency = Zwischenfrequemz
IIP3
Input-Interceptpunkt 3. Ordnung
LO
Local Oscillator – Lokaler Oszillator
PLL
Phase Locked Loop – Nachlaufsynchronisation
RF
Radio Frequency – Radiofrequenz
RMS
Root Mean Square – Effektivwert
ZF
Zwischenfrequenz
Seite 39
11 Literaturverzeichnis
[1]
DLR: Institut für Verbrennungstechnik
http://www.dlr.de/vt/ (22.08.2003)
[2]
Michael Muckel
Messgerät zur Messung von Temperaturprofilen in Stoßrohren
Zulassungsarbeit zur Ingenieurassistentenprüfung der Berufsakademie Stuttgart 2000
[3]
Versatile Waveform Generator Operates from 0.1 Hz to 20 MHz
http://www.maxim-ic.com/appnotes.cfm/appnote_number/650 (26.08.2003)
Maxim
[4]
Ulrich Tietze, Christoph Schenk
Halbleiter-Schaltungstechnik, 9. Auflage
Springer-Verlag, Berlin, 1991
Seite 954 ff.
[5]
Chuck Hutchinson
The ARRL Handbook (2001), 78. Ausgabe
AARL-the national association for Amateur Radio, Newington, USA, 2000
[6]
Mini-Circuits
RF/IF Designer’s Handbook
Mini-Circuits Division of Scientific Components, Brooklyn, USA, 1997
[7]
Eric T. Red, Reinhard Birchel
HF-Module in 50-Ohm-Technik
Beam-Verlag, Marburg, 2003
[8]
Amidon Associates Inc.: Ferritkerne
http://www.amidon.de/ferritrinkerne.htm (22.08.2003)
[9]
Filter Solutions
www.nuherz.com (18.08.2003)
Nuhertz Technologies, LCC, Phoenix, USA
[10]
Netzwerkanalysator R3753BH
Advantest Corporation
Vertrieb: Rohde & Schwarz
[11]
Franz Bader, Friedrich Dorn
Physik – Oberstufe Gesamtband 12/13, Druck A14
Schroedel Schulbuchverlag GmbH, Hamburg
Seite 54 ff., 116 ff.
Seite 40
Anhang: A Vergleich der Kernmaterialen der Übertrager
A Vergleich der Kernmaterialen der Übertrager
Die Eigenschaften der eingesetzten Übertrager sind von großer Bedeutung für die Qualität des
Ausgangssignals.
Deshalb
wurden
verschiedene
Kernmaterialen
mit
unterschiedlichen
Windungszahlen auf ihre Eignung hinsichtlich der geforderten Merkmale wie Temperaturstabilität,
Phasenverschiebung
und
maximale
Einsatzfrequenz
getestet.
Als
Messgerät
wurde
ein
Netzwerkanalysator der Firma Advantest [10] eingesetzt.
Zum Vergleich der verschiedenen Übertrager (1:2 Windungszahlenverhältnis) wurden zwei BodeDiagramme aufgenommen (Neztwerkanalysater mit 50 Ohm Quellwiderstand):
1. Sekundärseite mit 250 Ohm abgeschlossen (Abbildung A-1)
2. Sekundärseite mit 250 Ohm abgeschlossen und 60pF belastet (Abbildung A-2)
Letzterer Fall entspricht dem Einsatz des Übertragers als Eingangsübertrager der Brücke. Die Brücke
selbst stellt ungefähr eine Last auf der Sekundärseite von 250 Ohm und 60pF dar.
Die Y-Achse-Skalierung der Bode-Diagramme beträgt für die Amplitude 5 dB pro Abschnitt die
Phase 45°. Die Frequenz (X-Achse) wird von 1 bis 100 MHz logarithmisch aufgetragen. Als Referenz
dient der fertige Übertrager von Mini-Circuits T4-1:
Abbildung A-1: Abschluß mit 250 Ohm
Abbildung A-2: Abschluß mit250 Ohm und 60 pF
Die ermittelten Bode-Diagramme entsprechen den Erwartungen. Bei Messung ohne kapazitiver Last
(Abbildung A-1) ist der Übertrager breitbandig verwendbar, erst bei hohen Frequenzen (> 3dB bei 70
MHz) lässt die Übertragungswirkung nach. Die kapazitive Last (Abbildung A-2) bewirkt ein
Tiefpassverhalten mit Grenzfrequenz bei 20 MHz. Der Verlust an Amplitude bei den eingesetzten 15
MHz beträgt 1,5 dB und ist somit nicht von Bedeutung. Die Phasendrehung von 37 Grad muss durch
den Phasenschieber kompensiert werden.
Seite 41
Es folgt ein Vergleich dreier selbst gewickelter Übertrager mit gleichen Windungszahlen
(Übersetzung primär:sekundär = 6:12), aber unterschiedlichem Kernmaterial. Die Bode-Diagramme
sind mit einer sekundären Last von 250 Ohm bei 60 pF aufgenommen:
Abbildung 11-2:
11-1: Karbonyleisen
Siemens
Abbildung A-3: Karbonyleisen GS6 Abbildung A-4: Siemens T35
Abbildung A-5: Amidon FT50
Der erste Übertrager mit Karbonyleisenkern (Abbildung A-3) kann die benötigte magnetische
Kopplung bei den niedrigen Frequenzen und Windungszahlen nicht aufbringen und spielt dadurch
keine weitere Rolle bei den Übertragern.
Beim Vergleich der beiden anderen Übertragern (Abbildung A-4 und Abbildung A-5) kann kein von
der Messgenauigkeit überdeckter Unterschied ermittelt werden. Eine weitere Untersuchung
hinsichtlich der Temperaturstabilität zeigte leichte Vorteile des Amidon-Ferritmaterials, weshalb
dieses Material zum Einsatz kommt.
Zuletzt wird die Windungszahl des Amidon-Ferritkernübertragers variiert, die auch Einfluss auf die
Kopplungsfähigkeiten des Übertragers besitzt:
Abbildung A-6: prim. 4 Wdg. - sek. 8 Wdg.
Abbildung A-7: prim. 16 Wdg. - sek. 32 Wdg.
Seite 42
Es zeigt sich folgendes: Je geringer die Windungszahlen sind, desto höher ist die maximale
Übertragungsfrequenz und desto geringer ist die Phasenverschiebung. Da keine Oberwellenerzeugung,
hervorgerufen durch größere magnetische Aussteuerung der Kernmaterialen bei verringerter
Windungszahl (Anhang B), aus den Diagrammen ersichtlich wird, wäre die nahe liegende Folgerung
„je weniger Windungszahlen, desto besser für den Einsatzzweck geeignet“ falsch. Es muss ein
Kompromiss zwischen beidem gefunden werden.
Tabellarische Ergebnisse des Windungszahlenvergleichs:
Windungszahlen
6 dB Dämpfung
Phasenverschiebung
bei 15 MHz
Referenz1
24 MHz
37,1°
4–8
20 MHz
56,7°
16 – 32
17 MHz
81,1°
1
Als Referenz wird der zuerst untersuchte Übertrager T4-1 von Mini-Circuits verwendet. Dieser
besitzt ebenso wie die selbst gewickelten Übertrager ein Wicklungsverhältnis von 1:2.
Seite 43
Anhang: B Transformationsprinzip
B Transformationsprinzip
Dieses Kapitel erläutert den mathematischen Hintergrund [11] der magnetischen Kopplung bei
Ferritkernübertragern (Abbildung B-1).
φ
U1
U2
Abbildung B-1: Magnetischer Fluss im Ringkern
Induktionsgesetz:
Die Stärke eines Magnetfeldes wird durch die magnetische Flussdichte B beschrieben, die man sich
etwa als Anzahl der Feldlinien pro Flächeneinheit (z.B. pro Quadratzentimeter) vorstellen kann. Eine
Fläche der Größe A führt daher den magnetischen Fluss
φ = B A.
[1]
Eine zeitliche Änderung des Flusses ∆φ / ∆t induziert in einer Leiterschleife mit n Windungen, die
die Fläche A umfasst, eine Induktionsspannung
∆φ
.
∆t
[3]
∆ (B A )
.
∆t
[4]
U ind = n
Wird [1] in [4] eingesetzt entsteht
U ind = n
Da die durchsetzte Fläche A bei einem Übertrager konstant ist, kann sie vor die Klammer gezogen
werden:
U ind = n A
∆ (B )
.
∆t
[5]
Bei einer Ringkernspule ist die mittlere Feldlinienlänge l gleich dem mittleren Umfang des
Ringkerns. In dieser Spule mit n Windungen, in der ein elektrischer Strom I fließt, entsteht das
Magnetfeld
H =I
err
n
,
l
( H in A m-1)
und damit die Flussdichte
Seite 44
[6]
Anhang: B Transformationsprinzip
B = µ 0 µ r H = µ 0 µ r I err
n
,
l
[7]
( B gemessen in N (A m)-1, wobei 1 N (A m)-1 = 1 Tesla = 1 T)
mit einer vom Spulenkern abhängigen Materialkonstanten µ r (Permeabilitätszahl, bei Vakuum 1) und
der magnetischen Feldkonstanten µ 0 = 1,257 ∗ 10-6 T m A-1.
Schließlich ergibt sich aus [7] eingesetzt in [5]
U ind = µ 0 µ r n 2
A ∆ (I err )
.
l ∆t
[8]
In Gleichung [8] wird folgende Proportionalität deutlich:
U ind ~ µ r n 2
∆ (I err )
.
∆t
[8]
Wird die Windungszahl reduziert, muss der Erregerstrom quadratisch ansteigen und damit auch die
magnetische Flussdichte und das Magnetfeld, da
I err ~ H ~ B .
[9]
Die Proportionalität [9] ist idealisiert. Sie gilt nur solange µ r konstant ist, was innerhalb der
Sättigungsgrenzen gegeben ist. Die Permeabilitätszahl µ r = ∆H / ∆B ist bei exakter Betrachtung
abhängig vom Magnetfeld H (Abbildung B-2). Bei großen Feldstärken bricht die Permeabilität
µ r ein. Der Ferritkern befindet sich in Sättigung.
B
Sättigungsgrenze
H
Abbildung B-2: Prinzipielle Magnetisierungskurve
Somit würde sich der benötigte Strom nochmals vervielfachen, um das gewünschte Ausgangssignal zu
erzeugen. Da der Strom aber durch den Quellwiderstand des Oszillators und aufgrund weiterer Effekte
beschränk ist, kann die benötigte Flussdichte B beim Maximum des Sinussignals nicht mehr erreicht
werden. Der Sinus wird abgeflacht, was vor allem Oberwellen erzeugt. Die Sättigungsgrenze legt
deshalb eine minimale Anzahl an Windungszahlen fest, bei der das angelegte Signal noch ohne
sichtbare Verzerrungen übertragen werden kann.
Seite 45
Anhang: C Abgleich der Messbrücke
C Abgleich der Messbrücke
Um optimale und vergleichbare Messergebnisse zu erzielen, muss die Messbrücke vor dem Einsatz
abgeglichen werden. Nach dem Entfernen der Abdeckhaube sind die beiden Messstellen LO und RF
mit einem Oszilloskop zu verbinden (Abbildung C-1). Triggersignal ist das LO Signal.
Als Abgleichwerkzeug muss zwingend ein dafür geeigneter Abgleichstift verwendet werden, der eine
geringe Kapazität besitzt und die Messbrücke beim Einstellen nicht durch die Berührung der
verstellbaren Elemente verstimmt. Mit solch einem Stift muss wechselweise das Kapazität (C) und der
Widerstand (R) der Abgleichbrücke eingestellt werden, bis am RF-Messpunkt keine Amplitude des
15 MHz Signals mehr am Oszilloskop erkenntlich ist. Sollte der Einstellspielraum von R nicht
ausreichen ist entweder der Sensor defekt, die Steckverbindungen des Sensors nicht richtig verbunden
oder der Einstellbereich falsch gewählt. Ist Letzteres der Fall, muss das Gerät geöffnet und der
Reihenwiderstand im Abgleichkreis ersetzt werden (siehe Abbildung C-3). Als Faustformel für den
Wert gilt: Widerstand des Platinstreifens bei Raumtemperatur abzüglich 100 Ohm.
Der neue Widerstand kann auch auf eine andere Weise ermittelt werden: Befindet sich das
Abgleichpotentiometer beim Rechtsdrehen am Anschlag, so ist der bisherige Widerstand durch einen
größeren zu ersetzen, bei Linksanschlag entsprechend durch einen kleineren. Der Widerstand des
Potentiometers beträgt 50 Ohm.
Abbildung C-1: Abgleichpunkte
Abbildung C-2: Reihenwiderstand R
Kurzübersicht zur Anpassung des Reihenwiderstands:
•
Widerstand des Platinstreifens abzüglich 100 Ohm
bzw.
•
Potentiometer bei Rechtsdrehung am Anschlag:
Erhöhung des Reihenwiderstands
Potentiometer bei Linksdrehung am Anschlag:
Verringerung des Reihenwiderstands
Potentiometerwiderstand:
50 Ohm
Seite 46
Anhang: C Abgleich der Messbrücke
Als Zweites muss die Phase der beiden Signale abgeglichen werden, die maßgeblich für die Qualität
des Ausgangsignals verantwortlich ist. Dazu wird die Messbrücke leicht mit dem MessbrückenAbgleichwiderstand verstimmt (Widerstand verkleinern, d.h. Potentiometer links herum drehen), um
eine deutlich sichtbare Amplitude des RF Signals zu erreichen. Nun kann mit Hilfe der
Phasenabgleichelemente die Phase des LO und RF Signals in Deckung gebracht werden. Der
Phasenabgleich beeinflusst die Ausgangsamplitude des Messsystems maßgeblich. Nach dem
Phasenabgleich ist der dafür verstimmte Widerstand erneut abzugleichen, so dass die gemessene
Amplitude am RF Signal möglichst gering ist.
Seite 47
Anhang: D Sensorwechsel
D Sensorwechsel
Ein Sensorwechsel kann durch die verwendeten Steckverbindungen relativ einfach und schnell
durchgeführt werden. Dazu ist die Frontplatte des Hauptmoduls zu lösen und alle Steckverbindungen
(Spannungsversorgung und Sensor) abzuziehen. Nun kann das komplette Messsystem aus dem
Stoßrohr ausgeschraubt werden und der Sensor ist zugänglich.
Wird der Messsensor ersetzt, ist auf Folgendes zu achten: Die angelöteten BNC Leitungen (RG 174)
müssen möglichst symmetrisch ausgeführt sein, was Länge und Leitungsführung betrifft, und sind
eher knapp zu bemessen (ca. 15 cm). Längere Leitungen haben höhere Kapazitäten und wirken sich
negativ auf die Messung aus, auch wenn die Brücke abgeglichen ist. Danach sind die
Verbindungsleitungen durch die hohle Gewindestange zurück ins Messgerät zu ziehen und das
Messgerät wieder anzuschrauben. Vor dem Zusammenschrauben des Gerätes müssen dann noch die
Steckverbinder des Sensors und der Spannungsversorgung angeschlossen werden und das Gerät
wieder zusammenschrauben.
Danach ist ein Abgleich der Messbrücke durchzuführen. Es kann vorkommen, dass durch die Streuung
des Platinstreifens ein neuer Reihenwiderstand notwendig wird. Der Abgleich und der eventuelle
Austausch des Widerstands ist nach Kapitel A „Abgleich der Messbrücke“ durchzuführen.
Seite 48
Anhang: E Schaltpläne
E Schaltpläne
Seite 49
Anhang: Schaltpläne
E.1 Realisiertes Messsystem
Seite 50
E.2 Oszillator MAX038 mit Allpass Phasenschieber
Seite 51
E.3 Quarzoszillator mir Nachlaufsynchronisation und MAX038
Seite 52
E.4 DDS Oszillator und Phasenschieber mit Mikrocontroller
Seite 53
E.5 Automatischer Abgleich der Messbrücke
Seite 54
E.6 Oszillator MAX038 mit digitalem Phasenschieber
Seite 55
E.7 Brückenverstärker mit aktivem und passivem Mischer
Seite 56
E.8 Spannungsversorgung
Seite 57
Anhang: F Gehäuse
F Gehäuse
für realisiertes Messsystem (siehe Schalplan Anhang E.1).
Abbildung F-1: Frontansicht
Abbildung F-2: Seitenansicht
Seite 58
Anhang: F Gehäuse
Gehäuse für Auswerteschaltung
120 mm
Subgehäuse zur Abschirmung der Mess- und Abgleichpunkte
188 mm
95 mm
120 mm
Abbildung F-3: Bohrlayout
Seite 59
Anhang: G Stückliste
G Stückliste
Widerstände Bauform 207
Anzahl
1
1
Größe
10
50 Ω
2
1
2
1
1
2
2
0 Ω
100
2
6,8
10
12
100
154
Ω
kΩ
kΩ
kΩ
kΩ
kΩ
kΩ
Bauteil
R1
R11
R2, R4, R7, R12,
R19, R21-22, R2425, R27
R15-16
R5
R17-18
R8
R10
R13-14
R3, R20
Bemerkung
Abhängig vom verwendeten Platinstreifen
Potentiometer
Anzahl
1
1
1
Größe
50 Ω R2
1 kΩ R23
10 kΩ R9
Bauteil
Bemerkung
Rechteckiger 19mm Cermet-Trimmer
Rechteckiger 19mm Cermet-Trimmer
Quadratischer 9,5mm Cermet-Trimmer
Kondensatoren
Anzahl
Größe
6
2,2 µF
2
1
1
4
4
5
1
1
27
10
10
15
µF
nF
pF
nF
µF
nF
6
100 nF
1
1
330 pF
33 pF
Bauteil
C3-4, C21-22, C28,
C29
C5, C6
C7
C8
C9, C12, C17-18
C10-11, C30-31
C13, C23-26
C15-16, C19-20,
C32-33
C27
C40
Bemerkung
Monokristalliner Keramikkondensator
Folienschichtkondensator
Elko
Variable Kondensatoren
Anzahl Größe
Bauteil
2 3-27 pF C14, C41
Bemerkung
Lufttrimmer
Seite 60
Ferritkernübertrager
Anzahl Bezeichnung
Bauteil
1 Übertrager
T1
1 Übertrager
T2
1 Messbrücke
Messbrücke
Bemerkung
Amidon FT50-85 Ringkern,
prim: 5, sek: 25 Wdg.
Vertrieb: Profi-Electronic GmbH
Amidon Ringkern FT 50-85
prim: 20 Wdg., sek: 12 & 8 Wdg.
Vertrieb: Profi-Electronic GmbH
siehe nächste Seite
Halbleiter
Anzahl
1
2
2
1
Bezeichnung
MAX038
AD829
BUF634
OPA688
Bauteil
IC1
IC2, IC4
IC3, IC5
IC6
Anzahl Bezeichnung
Bauteil
Sonstiges
3 PLP15
Filt1-3
1 TUF3H
Ringmischer
1
2
2
2
T3
JP1, JP2
X8, X9, R2, R23
X1, X2
T4-1
Jumper
Combicon
Combicon
2 SMB
X5, X6
1 SMB
X10
Bemerkung
Mini-Circuits (Versand: Industrial Components)
Mini-Circuits (Versand: Industrial Components)
Mini-Circuits Geh: KK81 (Indust. Comp.)
Phoenix (Versand: Schuricht)
Phoenix (Versand: Schuricht)
Gerätestecker für Leiterplattenmontage
abgewinkelt
Gerätestecker für Leiterplattenmontage
gerade
1 Lötstifte 1mm
Seite 61
Wickelvorschrift für Brückenübertrager
Ferritkernmaterial:
Amidon Ringkern FT 50-85
Abbildung G-1: Anschlussübersicht
rt*
gr*
bl*
or*
sc
we
rt
gr
bl
or
sc*
we*
Abbildung G-2: Wickelaufbau
Primärwicklung:
6 Windungen – 4 Leitungen eng verdrillt, AWG30
Sekundärwicklung:
12 Windungen – 2 Leitungen eng verdrillt, AWG30
Es ist auf eine räumliche Trennung der beiden Wicklungen zu achten.
Anschlussbelegung:
A1: rt*
B1: gr
O1: sc*
O2: we*
C1: bl
D1: or*
A2: rt
B2: gr*
O2: sc
O3: we
C1: bl*
D2: or
Seite 62
Anhang: H Bestückungsplan
H Bestückungsplan
Seite 63
Anhang: I Platinenlayout
I
Platinenlayout
Top-Layer
Hochfrequenzmesssystem Rev 2
Bottom-Layer
Seite 64
Anhang: J Datenblätter
J Datenblätter
Seite 65
Anhang: Datenblätter
J.1 MAX038 - Oszillator
19-0266; Rev 2a; 9/96
KIT
ATION
EVALU
BLE
A
IL
A
V
A
High-Frequency Waveform Generator
____________________________Features
♦ 0.1Hz to 20MHz Operating Frequency Range
Sine, square, or triangle waveforms can be selected at
the output by setting the appropriate code at two
TTL-compatible select pins. The output signal for all
waveforms is a 2VP-P signal that is symmetrical around
ground. The low-impedance output can drive up
to ±20mA.
The TTL-compatible SYNC output from the internal
oscillator maintains a 50% duty cycle—regardless of
the duty cycle of the other waveforms—to synchronize
other devices in the system. The internal oscillator can
be synchronized to an external TTL clock connected
to PDI.
♦ Low 200ppm/°C Temperature Drift
________________________Applications
♦ Triangle, Sawtooth, Sine, Square, and Pulse
Waveforms
♦ Independent Frequency and Duty-Cycle
Adjustments
♦ 350 to 1 Frequency Sweep Range
♦ 15% to 85% Variable Duty Cycle
♦ Low-Impedance Output Buffer: 0.1Ω
♦ Low-Distortion Sine Wave: 0.75%
______________Ordering Information
PART
TEMP. RANGE
PIN-PACKAGE
MAX038CPP
0°C to +70°C
20 Plastic DIP
MAX038CWP
MAX038C/D
MAX038EPP
MAX038EWP
0°C to +70°C
0°C to +70°C
-40°C to +85°C
-40°C to +85°C
20 SO
Dice*
20 Plastic DIP
20 SO
*Contact factory for dice specifications.
__________________Pin Configuration
Precision Function Generators
Voltage-Controlled Oscillators
Frequency Modulators
TOP VIEW
Pulse-Width Modulators
REF 1
20 V-
Phase-Locked Loops
GND 2
19 OUT
Frequency Synthesizer
A0 3
FSK Generator—Sine and Square Waves
A1 4
18 GND
MAX038
COSC 5
17 V+
16 DV+
GND 6
15 DGND
DADJ 7
14 SYNC
FADJ 8
13 PDI
GND 9
12 PDO
IIN 10
11 GND
DIP/SO
________________________________________________________________ Maxim Integrated Products
1
For free samples & the latest literature: http://www.maxim-ic.com, or phone 1-800-998-8800.
For small orders, phone 408-737-7600 ext. 3468.
Seite 66
MAX038
_______________General Description
The MAX038 is a high-frequency, precision function
generator producing accurate, high-frequency triangle,
sawtooth, sine, square, and pulse waveforms with a
minimum of external components. The output frequency
can be controlled over a frequency range of 0.1Hz to
20MHz by an internal 2.5V bandgap voltage
reference and an external resistor and capacitor. The
duty cycle can be varied over a wide range by applying
a ±2.3V control signal, facilitating pulse-width modulation and the generation of sawtooth waveforms.
Frequency modulation and frequency sweeping are
achieved in the same way. The duty cycle and
frequency controls are independent.
J.1 MAX038 - Oszillator
MAX038
High-Frequency Waveform Generator
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
V+ to GND ................................................................-0.3V to +6V
DV+ to DGND...........................................................-0.3V to +6V
V- to GND .................................................................+0.3V to -6V
Pin Voltages
IIN, FADJ, DADJ, PDO .....................(V- - 0.3V) to (V+ + 0.3V)
COSC .....................................................................+0.3V to VA0, A1, PDI, SYNC, REF.........................................-0.3V to V+
GND to DGND ................................................................±0.3V
Maximum Current into Any Pin .........................................±50mA
OUT, REF Short-Circuit Duration to GND, V+, V- ...............30sec
Continuous Power Dissipation (TA = +70°C)
Plastic DIP (derate 11.11mW/°C above +70°C) ..........889mW
SO (derate 10.00mW/°C above +70°C) .......................800mW
CERDIP (derate 11.11mW/°C above +70°C) ...............889mW
Operating Temperature Ranges
MAX038C_ _ .......................................................0°C to +70°C
MAX038E_ _ ....................................................-40°C to +85°C
Maximum Junction Temperature .....................................+150°C
Storage Temperature Range .............................-65°C to +150°C
Lead Temperature (soldering, 10sec) .............................+300°C
Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional
operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to
absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
(Circuit of Figure 1, GND = DGND = 0V, V+ = DV+ = 5V, V- = -5V, V DADJ = V FADJ = V PDI = V PDO = 0V, C F = 100pF,
RIN = 25kΩ, RL = 1kΩ, CL = 20pF, TA = TMIN to TMAX, unless otherwise noted. Typical values are at TA = +25°C.)
PARAMETER
SYMBOL
FREQUENCY CHARACTERISTICS
Maximum Operating Frequency
Fo
Frequency Programming
Current
IIN
IIN Offset Voltage
VIN
Frequency Temperature
Coefficient
∆Fo/°C
CONDITIONS
MIN
TYP
15pCF ≤ 15pF, IIN = 500µA
20.0
40.0
VFADJ = 0V
2.50
VFADJ = -3V
1.25
375
±2.0
600
Fo/°C
VFADJ = -3V
(∆Fo/Fo)
V- = -5V, V+ = 4.75V to 5.25V
∆V+
Frequency Power-Supply
Rejection
(∆Fo/Fo)
V+ = 5V, V- = -4.75V to -5.25V
∆VOUTPUT AMPLIFIER (applies to all waveforms)
UNITS
MHz
750
±1.0
VFADJ = 0V
MAX
µA
mV
ppm/°C
200
±0.4
±2.00
±0.2
±1.00
%/V
Output Peak-to-Peak Symmetry
VOUT
±4
Output Resistance
ROUT
0.1
Output Short-Circuit Current
IOUT
Short circuit to GND
mV
0.2
40
Ω
mA
SQUARE-WAVE OUTPUT (RL = 100Ω)
Amplitude
VOUT
Rise Time
tR
10% to 90%
1.9
2.0
12
Fall Time
tF
90% to 10%
12
Duty Cycle
dc
VDADJ = 0V, dc = tON/t x 100%
2.1
VP-P
ns
ns
47
50
53
%
1.9
2.0
2.1
VP-P
TRIANGLE-WAVE OUTPUT (RL = 100Ω)
Amplitude
VOUT
Nonlinearity
Duty Cycle
Fo = 100kHz, 5% to 95%
dc
VDADJ = 0V (Note 1)
0.5
47
%
50
53
%
2.0
2.1
VP-P
SINE-WAVE OUTPUT (RL = 100Ω)
Amplitude
VOUT
Total Harmonic Distortion
THD
2
1.9
Duty cycle adjusted to 50%
0.75
Duty cycle unadjusted
1.50
_______________________________________________________________________________________
Seite 67
%
J.2 BUF634 - Treiber
®
BUF634
BUF
634
BUF
634
BUF
634
BUF6
34
250mA HIGH-SPEED BUFFER
FEATURES
APPLICATIONS
● HIGH OUTPUT CURRENT: 250mA
● VALVE DRIVER
● SOLENOID DRIVER
● OP AMP CURRENT BOOSTER
● SLEW RATE: 2000V/µs
● PIN-SELECTED BANDWIDTH:
30MHz to 180MHz
● LINE DRIVER
● HEADPHONE DRIVER
● VIDEO DRIVER
● LOW QUIESCENT CURRENT:
1.5mA (30MHz BW)
● WIDE SUPPLY RANGE: ±2.25 to ±18V
● INTERNAL CURRENT LIMIT
● THERMAL SHUTDOWN PROTECTION
● MOTOR DRIVER
● TEST EQUIPMENT
● ATE PIN DRIVER
● 8-PIN DIP, SO-8, 5-LEAD TO-220, 5-LEAD
DDPAK SURFACE-MOUNT
DESCRIPTION
The BUF634 is a high speed unity-gain open-loop
buffer recommended for a wide range of applications.
It can be used inside the feedback loop of op amps to
increase output current, eliminate thermal feedback
and improve capacitive load drive.
For low power applications, the BUF634 operates
on 1.5mA quiescent current with 250mA output,
2000V/µs slew rate and 30MHz bandwidth. Bandwidth can be adjusted from 30MHz to 180MHz by
connecting a resistor between V– and the BW Pin.
Output circuitry is fully protected by internal current
limit and thermal shut-down making it rugged and
easy to use.
The BUF634 is available in a variety of packages to
suit mechanical and power dissipation requirements.
Types include 8-pin DIP, SO-8 surface-mount, 5-lead
TO-220, and a 5-lead DDPAK surface-mount plastic
power package.
5-Lead
TO-220
5-Lead DDPAK
Surface Mount
G=1
1 2 3 4 5
G=1
1 2 3 4 5
8-Pin DIP Package
SO-8 Surface-Mount Package
BW
1
8
NC
NC
2
7
V+
VIN
3
6
VO
V–
4
5
NC
G=1
BW V–
V+
VIN VO
BW V–
V+
VIN VO
NOTE: Tabs are connected
to V– supply.
International Airport Industrial Park • Mailing Address: PO Box 11400, Tucson, AZ 85734 • Street Address: 6730 S. Tucson Blvd., Tucson, AZ 85706 • Tel: (520) 746-1111 • Twx: 910-952-1111
Internet: http://www.burr-brown.com/ • FAXLine: (800) 548-6133 (US/Canada Only) • Cable: BBRCORP • Telex: 066-6491 • FAX: (520) 889-1510 • Immediate Product Info: (800) 548-6132
©
1993 Burr-Brown Corporation
PDS-1206C
SBOS030
Seite 68
Printed in U.S.A. June, 1996
J.2 BUF634 - Treiber
SPECIFICATIONS
ELECTRICAL
At TA = +25°C(1), VS = ±15V, unless otherwise noted.
BUF634P, U, T, F
LOW QUIESCENT CURRENT MODE
PARAMETER
CONDITION
INPUT
Offset Voltage
vs Temperature
vs Power Supply
Input Bias Current
Input Impedance
Noise Voltage
MIN
Specified Temperature Range
VS = ±2.25V(2) to ±18V
VIN = 0V
RL = 100Ω
f = 10kHz
GAIN
OUTPUT
Current Output, Continuous
Voltage Output, Positive
Negative
Positive
Negative
Positive
Negative
Slew Rate
Settling Time, 0.1%
1%
Differential Gain
Differential Phase
MAX
±30
±100
0.1
±0.5
80 || 8
4
±100
MAX
UNITS
✻
✻
✻
±5
8 || 8
✻
✻
mV
µV/°C
mV/V
µA
MΩ || pF
nV/√Hz
✻
±20
0.99
0.93
0.9
✻
✻
✻
✻
✻
✻
V/V
V/V
V/V
IO = 10mA
IO = –10mA
IO = 100mA
IO = –100mA
IO = 150mA
IO = –150mA
(V+) –2.1
(V–) +2.1
(V+) –3
(V–) +4
(V+) –4
(V–) +5
±250
(V+) –1.7
(V–) +1.8
(V+) –2.4
(V– ) +3.5
(V+) –2.8
(V–) +4
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
mA
V
V
V
V
V
V
RL = 1kΩ
RL = 100Ω
20Vp-p, RL = 100Ω
20V Step, RL = 100Ω
20V Step, RL = 100Ω
3.58MHz, VO = 0.7V, RL = 150Ω
3.58MHz, VO = 0.7V, RL = 150Ω
TEMPERATURE RANGE
Specification
Operating
Storage
Thermal Shutdown
Temperature, TJ
Thermal Resistance, θJA
θJA
θJA
θJC
θJA
θJC
1
±2
TYP
0.95
0.85
0.8
±350
POWER SUPPLY
Specified Operating Voltage
Operating Voltage Range
Quiescent Current, IQ
WIDE BANDWIDTH MODE
MIN
RL = 1kΩ, VO = ±10V
RL = 100Ω, VO = ±10V
RL = 67Ω, VO = ±10V
Short-Circuit Current
DYNAMIC RESPONSE
Bandwidth, –3dB
TYP
±550
±400
30
20
2000
200
50
4
2.5
±15
±2.25(2)
±1.5
IO = 0
–40
–40
–55
“P” Package(3)
“U” Package (3)
“T” Package(3)
“T” Package
“F” Package(3)
“F” Package
180
160
✻
✻
✻
0.4
0.1
±18
±2
✻
+85
+125
+125
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
✻
V+
V+
VO
mA
MHz
MHz
V/µs
ns
ns
%
°
±15
175
100
150
65
6
65
6
VIN
✻
✻
±20
V
V
mA
✻
✻
✻
°C
°C
°C
°C
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
VIN
VO
BW
V–
V–
✻ Specifications the same as Low Quiescent Mode.
NOTES: (1) Tests are performed on high speed automatic test equipment, at approximately 25°C junction temperature. The power dissipation of this product will
cause some parameters to shift when warmed up. See typical performance curves for over-temperature performance. (2) Limited output swing available at low supply
voltage. See Output voltage specifications. (3) Typical when all leads are soldered to a circuit board. See text for recommendations.
The information provided herein is believed to be reliable; however, BURR-BROWN assumes no responsibility for inaccuracies or omissions. BURR-BROWN
assumes no responsibility for the use of this information, and all use of such information shall be entirely at the user’s own risk. Prices and specifications are subject
to change without notice. No patent rights or licenses to any of the circuits described herein are implied or granted to any third party. BURR-BROWN does not
authorize or warrant any BURR-BROWN product for use in life support devices and/or systems.
®
BUF634
2
Seite 69
J.3 TUF-3HSM - Ringmischer
FREQUENCY MIXERS
Surface Mount
LEVEL 17 150 kHz to 6 GHz
JYM
+17 dBm LO, up to +10 dBm RF
FREQUENCY
MHz
MODEL
NO.
LO/RF
JYM-28H
JYM-30H
400-2800
2-3000
IF
fL-fU
4-700
4-1400
CONVERSION LOSS
dB
LO-RF ISOLATION
dB
IP3@ E
LO-IF ISOLATION
dB
Total
Mid-Band
Range
m
L
M
U
L
M
U
–
Max.
Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min.
σ Max.
x
6.3
6.0
.20
.20
8.0
8.9
9.0
10.6
40 (Typ.) 25 (Min.)
40 30
40 25
30
30 (Typ.) 15 (Min.)
40 35
30 20
22
25
15
center
band
Typ.
(dBm)
23
24
f
a
c
t
o
r
0.6
0.7
CASE
STYLE
BJ293
BJ293
C
O
N
N
E
C
T
I
O
N
hp
hp
PRICE
$
Qty.
(10-49)
21.95
23.95
E= [IP3(dBm)-LO Power(dBm)]/10
L = low range [fL to 10 fL]
M = mid range [10 fL to fU/2]
m = mid band [2fL to fU/2]
U = upper range [fU/2 to fU]
NOTES:
_
x Average of conversion loss at center of mid-band frequency (fL+fU/4)
σ Standard deviation
u Aqueous washable. For non-aqueous washable requirements,
LRMS units available in case style QQQ130
= Phase detection, positive polarity
†† Conversion loss increases 0.5 dB when IF is above 150 MHz.
d 15 dB min. over 1500-1800MHz
** Protected under U.S. Patent 6133525
*** Prices for quantities 10-49
A. Environmental specifications and re-flow soldering information
available in General Information Section.
B. Units are non-hermetic unless otherwise noted. For details on case
dimensions & finishes see “Case Styles & Outline Drawings”.
C. Prices and Specifications subject to change without notice.
1. Absolute maximum power, voltage and current ratings:
1a. RF power 200mW
1b. Peak IF current, 40mA
see case style outline drawings
PORT
w
x
z
hp
ht1
je
jv
LO
1
2
4
5
6
1
6
RF
4
1
1
1
3
5
4
IF
5
3
2
7
2
7
3
GND EXT.
2,3,6 4,5,6
3 2,3,4,6,8 1,4,5 2,3,4,6,8 1,2,5
CASE GND
—
—
3
—
—
—
—
ISOLATE
—
—
—
—
—
—
—
DEMO BOARD TB-44 TB-12 TB-201 TB-11 TB-03
TB-11 TB-02
1
pin connection physically same as w
jw
ka
lc
4
11
10
6
5
5
3
2
3
1,2,5 all other 1,4,7,8,9
—
pins
—
—
—
2,6
TB-02 TB-199 TB-117
®
Mini-Circuits
lp
3
1
2
4,5,6
—
—
TB-12
INTERNET http://www.minicircuits.com
P.O. Box 350166, Brooklyn, New York 11235-0003 (718) 934-4500 Fax (718) 332-4661
Distribution Centers NORTH AMERICA 800-654-7949 • 417-335-5935 • Fax 417-335-5945 • EUROPE 44-1252-832600 • Fax 44-1252-837010
106
ISO 9001 CERTIFIED
Seite 70
030703
pin connections
J.3 TUF-3HSM - Ringmischer
®
Mini-Circuits
=JMS
ADE/ADEX
=LRMS-J
=RMS
SYM
SKY
TUF-SM
+17 dBm LO, up to +14 dBm RF
FREQUENCY
MHz
MODEL
NO.
u ADE-1H**
u ADE-1HW**
u ADE-17H**
NEWu ADEX-10H**
LO/RF
IF
fL-fU
CONVERSION LOSS
dB
LO-RF ISOLATION
dB
IP3@ E
LO-IF ISOLATION
dB
Total
Mid-Band
Range
m
L
M
U
L
M
U
σ Max. Max. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min.
–
x
center
band
Typ.
(dBm)
f
a
c
t
o
r
CASE
STYLE
C
O
N
N
E
C
T
I
O
N
PCB PRICE
$
Layout
PL-
Qty.
(1-9)
4.95***
6.45***
8.95***
3.45***
0.5-500
5-750
100-1700
10-1000
DC-500
DC-750
50-1500
DC-800††
5.3
6.0
7.2
7.0
.10
.10
.10
.10
6.8
7.2
8.5
8.5
8.0
8.8
9.5
9.5
65
64
32
68
50
45
20
55
52
48
—
55
35
35
—
40
40
42
36
47
26
28
22
31
53
50
32
46
40
35
20
30
42
40
—
32
25
30
—
20
32
30
37
26
20
18
22
13
23
26
25
22
0.6
0.9
0.8
0.5
CD636
CD542
CD542
CD542
ht
ht
ht
ht
052
052
052
052
JMS-1H
JMS-2H
JMS-5H
2-500
20-1000
5-1500
DC-500
DC-1000
DC-1000
5.90
7.00
5.90
.10
.15
.10
7.0
8.4
8.0
8.5
9.5
9.5
60
63
70
45
40
50
50
50
50
25
28
25
37
35
35
22
20
20
55
56
60
45
30
40
50
47
35
25
22
18
37
37
20
22
20
8
22
24
22
0.5
0.7
0.5
BH292
BH292
BH292
ht
ht
ht
052
052
052
11.45
12.45
12.95
u LRMS-1HJ
u LRMS-5HJ
2-500
10-1500
DC-500
DC-900
6.25 .034
6.36 .05
7.0
8.0
8.5
9.8
55
65
44
40
44
36
25
20
33
22
20
15
50
50
34
30
45
30
25
18
37
17
22
7
25
22
0.8 QQQ569 w
0.5 QQQ569 w
083
083
10.95
17.95
RMS-1H
RMS-2H
RMS-5H
2-500
5-1000
10-1500
DC-500
DC-900
DC-900
6.25 .034
6.98 .054
6.36 .05
7.0
8.5
8.0
8.5
9.3
9.8
55
55
65
44
40
40
44
39
36
25
22
20
33
33
22
20
20
15
50
52
50
34
30
30
45
45
30
25
22
18
37
30
17
22
17
7
22
23
24
0.5
0.6
0.7
052
052
052
10.95
11.95
17.95
SKY-60H
2500-6000
23
25
25
26
21
22
20
20
DC-1500
6.20
.20
—
9.7
SYM-10DHW 50-1000
SYM-36H
1500-3600
20-800
DC-600
7.0
6.3
—
.40
8.5
—
9.8
9.0
48 (Typ.) 30 (Min.)
— —
30 20
—
TUF-1HSM
TUF-2HSM
TUF-3HSM
TUF-5HSM
TUF-11AHSM
DC-600
5.90
DC-1000 6.20
DC-400
5.00
DC-1000 7.50
40-500
7.30
.18
.22
.33
.17
.28
7.0
7.5
7.0
8.5
9.0
8.0
9.0
8.0
9.0
9.0
68
58
60
62
35
2-600
50-1000
0.15-400
20-1500
1400-1900
28 (Typ.)
17 (Min.)
50
50
40
47
50
50
55
50
(Typ.) 25
30
43
30
42
35
40
40
38
(Min.)
14 (Typ.)
—
25
25
30
25
8 (Min.)
29 (Typ.) 20 (Min.)
— —
34 20d —
62
58
60
40
30
45
35
40
25
(Typ.)
48
44
45
29
15
30
33
25
28
25
35
18
20
(Min.)
—
22
18
20
8
TT240
TT240
TT240
w
w
w
0.6
BJ398
je
0.8
0.8
TTT167
TTT167
x
x
079
079
16.95
21.95
0.9
0.4
0.5
0.3
0.3
NNN150
NNN150
NNN150
NNN150
NNN150
z
z
z
z
z
081
081
081
081
081
10.20
11.20
12.45
15.45
23.95
18.95
E= [IP3(dBm)-LO Power(dBm)]/10
M = mid range [10 fL to fU/2]
m = mid band [2fL to fU/2]
U = upper range [fU/2 to fU]
030710
L = low range [fL to 10 fL]
The Design Engineers Search Engine
In Stock... Immediate Delivery
Provides Actual Data Instantly
At: http://www.minicircuits.com
For Custom Versions Of Standard Models
Consult Our Applications Dept.
Seite 71
107
J.4 AD831 - Aktiver Mischer
Seite 72
J.4 AD831 - Aktiver Mischer
Seite 73
J.5 AD9852 - DDS
a
CMOS 300 MSPS
Complete-DDS
AD9852
3.3 V Single Supply
Multiple Power-Down Functions
Single-Ended or Differential Input Reference Clock
Small 80-Lead LQFP Packaging
FEATURES
300 MHz Internal Clock Rate
FSK, BPSK, PSK, CHIRP, AM Operation
Dual Integrated 12-Bit D/A Converters
Ultrahigh-Speed Comparator, 3 ps RMS Jitter
Excellent Dynamic Performance: 80 dB SFDR @ 100 MHz
(ⴞ1 MHz) A OUT
4ⴛ to 20ⴛ Programmable Reference Clock Multiplier
Dual 48-Bit Programmable Frequency Registers
Dual 14-Bit Programmable Phase Offset Registers
12-Bit Amplitude Modulation and Programmable
Shaped On/Off Keying Function
Single Pin FSK and BPSK Data Interface
PSK Capability Via I/O Interface
Linear or Nonlinear FM Chirp Functions with Single
Pin Frequency “Hold” Function
Frequency-Ramped FSK
<25 ps RMS Total Jitter in Clock Generator Mode
Automatic Bidirectional Frequency Sweeping
SIN(x)/x Correction
Simplified Control Interface
10 MHz Serial, 2-Wire or 3-Wire SPI-Compatible, or
100 MHz Parallel 8-Bit Programming
APPLICATIONS
Agile, L.O. Frequency Synthesis
Programmable Clock Generator
FM Chirp Source for Radar and Scanning Systems
Test and Measurement Equipment
Commercial and Amateur RF Exciter
GENERAL DESCRIPTION
The AD9852 digital synthesizer is a highly integrated device
that uses advanced DDS technology, coupled with an internal
high-speed, high-performance D/A converter to form a digitally
programmable agile synthesizer function. When referenced to
an accurate clock source, the AD9852 generates a highly stable,
frequency-phase-amplitude-programmable cosine output that
can be used as an agile L.O. in communications, radar, and many
other applications. The AD9852’s innovative high-speed DDS
core provides 48-bit frequency resolution (1 microHertz tuning
resolution with 300 MHz SYSCLK). Maintaining 17 bits assures
excellent SFDR. The AD9852’s circuit architecture allows the
generation of output signals at frequencies up to 150 MHz,
(continued on page 15)
FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAM
SYSTEM CLOCK
FSK/BPSK/HOLD
DATA IN
D
E
M
U
X
48
17
17
14
PHASE-TOAMPLITUDE
CONVERTER
PHASE
ACCUMULATOR
ACC 2
48
INV.
SINC
FILTER
I
12
12-BIT
COSINE DAC
12
SYSTEM
CLOCK
Q
12
3
MUX
48
SYSTEM
CLOCK
DELTA
FREQUENCY
WORD
MODE SELECT
SYSTEM
CLOCK
CK
Q
D
INT
EXT
ANALOG
OUT
DAC RSET
12-BIT
CONTROL
DAC
ANALOG
OUT
MUX
MUX
DELTA
FREQUENCY
RATE TIMER
2
BIDIRECTIONAL
INTERNAL/EXTERNAL
I/O UPDATE
CLOCK
FREQUENCY
ACCUMULATOR
ACC 1
MUX
SYSTEM
CLOCK
48
DIGITAL MULTIPLIERS
DDS CORE
MUX
DIFF/SINGLE
SELECT
4ⴛ–20ⴛ
REF CLK
MULTIPLIER
REF
CLK
BUFFER
MUX
REFERENCE
CLOCK IN
PROGRAMMABLE
AMPLITUDE AND
RATE CONTROL
SYSTEM
CLOCK
ANALOG
IN
COMPARATOR
48
48
FREQUENCY
TUNING
WORD 1
14
14
FREQUENCY 1ST 14-BIT PHASE/
TUNING
OFFSET WORD
WORD 2
12
2ND 14-BIT PHASE/
OFFSET WORD
AM MODULATION
CLOCK
OUT
12-BIT DC
CONTROL
PROGRAMMING REGISTERS
ⴜ2
SYSTEM
CLOCK
AD9852
INTERNAL
PROGRAMMABLE
UPDATE CLOCK
SHAPED
ON/OFF
KEYING
BUS
GND
I/O PORT BUFFERS
+VS
READ
WRITE
SERIAL/
PARALLEL
SELECT
6-BIT ADDRESS
OR SERIAL
PROGRAMMING
LINES
8-BIT
PARALLEL
LOAD
MASTER
RESET
REV. B
Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and
reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its
use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties that
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Seite 74
J.5 AD9852 - DDS
AD9852
(V = 3.3 V ⴞ 5%, R = 3.9 k⍀ external reference clock frequency = 30 MHz with REFCLK
SPECIFICATIONS
Multiplier enabled at 10ⴛ for AD9852ASQ, external reference clock frequency = 20 MHz with REFCLK Multiplier enabled at 10ⴛ
S
SET
for AD9852AST unless otherwise noted.)
Parameter
REF CLOCK INPUT CHARACTERISTICS 1
Internal System Clock Frequency Range
REFCLK Multiplier Enabled
REFCLK Multiplier Disabled
External REF Clock Frequency Range
REFCLK Multiplier Enabled
REFCLK Multiplier Disabled
Duty Cycle
Input Capacitance
Input Impedance
Differential Mode Common-Mode Voltage Range
Minimum Signal Amplitude2
Common-Mode Range
VIH (Single-Ended Mode)
VIL (Single-Ended Mode)
DAC STATIC OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Update Speed
Resolution
Cosine and Control DAC’s Full-Scale
Output Current
Gain Error
Output Offset
Differential Nonlinearity
Integral Nonlinearity
Output Impedance
Voltage Compliance Range
DAC DYNAMIC OUTPUT CHARACTERISTICS
DAC Wideband SFDR
1 MHz to 20 MHz AOUT
100 MHz to 120 MHz A OUT
DAC Narrowband SFDR
10 MHz AOUT (± 1 MHz)
10 MHz AOUT (± 250 kHz)
Residual Phase Noise
(AOUT = 5 MHz, Ext. CLK = 30 MHz,
REFCLK Multiplier Engaged at 10×)
1 kHz Offset
10 kHz Offset
100 kHz Offset
(AOUT = 5 MHz, Ext. CLK = 300 MHz,
REFCLK Multiplier Bypassed)
1 kHz Offset
10 kHz Offset
100 kHz Offset
REV. B
Temp
Test
Level
Min
AD9852ASQ
Typ
Max
Full
Full
VI
VI
20
DC
Full
Full
25°C
25°C
25°C
VI
VI
IV
IV
IV
5
DC
45
25°C
25°C
25°C
25°C
IV
IV
IV
IV
800
1.6
2.3
Full
25°C
I
IV
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
IV
I
I
I
I
IV
I
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
V
V
V
V
V
V
58
56
52
48
48
48
58
56
52
48
48
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
25°C
V
V
V
V
V
V
V
V
V
83
83
91
82
84
89
71
77
83
83
83
91
82
84
89
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
25°C
25°C
25°C
V
V
V
140
138
142
140
138
142
dBc/Hz
dBc/Hz
dBc/Hz
25°C
25°C
25°C
V
V
V
142
148
152
142
148
152
dBc/Hz
dBc/Hz
dBc/Hz
50
3
100
1.75
AD9852AST
Min
Typ
Max
Unit
300
300
20
DC
200
200
MHz
MHz
75
300
55
5
DC
45
50
200
55
MHz
MHz
%
pF
kΩ
1.9
800
1.6
2.3
50
3
100
1.75
1
1
300
12
5
–6
10
0.3
0.6
100
–0.5
–3–
Seite 75
1.9
200
MSPS
Bits
20
+2.25
2
1.25
1.66
mA
% FS
µA
LSB
LSB
kΩ
V
12
20
+2.25
2
1.25
1.66
5
–6
+1.0
–0.5
10
0.3
0.6
100
mV p-p
V
V
V
+1.0
J.6 AD829 - Operationsverstärker
a
High-Speed, Low-Noise
Video Op Amp
AD829
CONNECTION DIAGRAMS
FEATURES
High Speed
120 MHz Bandwidth, Gain = –1
230 V/␮s Slew Rate
90 ns Settling Time to 0.1%
Ideal for Video Applications
0.02% Differential Gain
0.04ⴗ Differential Phase
Low Noise
1.7 nV/√Hz Input Voltage Noise
1.5 pA/√Hz Input Current Noise
Excellent DC Precision
1 mV max Input Offset Voltage (Over Temp)
0.3 ␮V/ⴗC Input Offset Drift
Flexible Operation
Specified for ⴞ5 V to ⴞ15 V Operation
ⴞ3 V Output Swing into a 150 ⍀ Load
External Compensation for Gains 1 to 20
5 mA Supply Current
Available in Tape and Reel in Accordance with
EIA-481A Standard
8-Lead Plastic Mini-DIP (N),
Cerdip (Q) and SOIC (R) Packages
OFFSET NULL 1
8
OFFSET NULL
–IN 2
7
+VS
+IN 3
6
OUTPUT
AD829
TOP VIEW 5 CCOMP
(Not to Scale)
–VS 4
NC
OFFSET
NULL
NC
OFFSET
NULL
NC
20-Lead LCC Pinout
3
2
1 20 19
18 NC
NC 4
17 +V
–IN 5
AD829
NC 6
TOP VIEW
(Not to Scale)
+IN 7
16 NC
15 OUTPUT
14 NC
NC 8
PRODUCT DESCRIPTION
The AD829’s external compensation pin gives it exceptional
versatility. For example, compensation can be selected to optimize the bandwidth for a given load and power supply voltage.
As a gain-of-two line driver, the –3 dB bandwidth can be increased to 95 MHz at the expense of 1 dB of peaking. In addition, the AD829’s output can also be clamped at its external
compensation pin.
The AD829 has excellent dc performance. It offers a minimum
open-loop gain of 30 V/mV into loads as low as 500 Ω, low
input voltage noise of 1.7 nV/√Hz, and a low input offset voltage of 1 mV maximum. Common-mode rejection and power
supply rejection ratios are both 120 dB.
The AD829 is also useful in multichannel, high speed data
conversion where its fast (90 ns to 0.1%) settling time is of
importance. In such applications, the AD829 serves as an input
buffer for 8-to-10-bit A/D converters and as an output I/V converter for high speed D/A converters.
NC = NO CONNECT
NC
NC
CCOMP
–V
9 10 11 12 13
NC
The AD829 is a low noise (1.7 nV/√Hz), high speed op amp
with custom compensation that provides the user with gains
from ± 1 to ± 20 while maintaining a bandwidth greater than
50 MHz. The AD829’s 0.04° differential phase and 0.02%
differential gain performance at 3.58 MHz and 4.43 MHz,
driving reverse-terminated 50 Ω or 75 Ω cables, makes it ideally
suited for professional video applications. The AD829 achieves
its 230 V/µs uncompensated slew rate and 750 MHz gain bandwidth product while requiring only 5 mA of current from the
power supplies.
The AD829 provides many of the same advantages that a transimpedance amplifier offers, while operating as a traditional
voltage feedback amplifier. A bandwidth greater than 50 MHz
can be maintained for a range of gains by changing the external
compensation capacitor. The AD829 and the transimpedance
amplifier are both unity gain stable and provide similar voltage
noise performance (1.7 nV/√Hz). However, the current noise of
the AD829 (1.5 pA/√Hz) is less than 10% of the noise of transimpedance amps. Furthermore, the inputs of the AD829 are
symmetrical.
PRODUCT HIGHLIGHTS
1. Input voltage noise of 2 nV/√Hz, current noise of 1.5 pA/
√Hz and 50 MHz bandwidth, for gains of 1 to 20, make the
AD829 an ideal preamp.
2. Differential phase error of 0.04° and a 0.02% differential
gain error, at the 3.58 MHz NTSC and 4.43 MHz PAL and
SECAM color subcarrier frequencies, make it an outstanding
video performer for driving reverse-terminated 50 Ω and
75 Ω cables to ± 1 V (at their terminated end).
3. The AD829 can drive heavy capacitive loads.
4. Performance is fully specified for operation from ± 5 V to
± 15 V supplies.
5. Available in plastic, cerdip, and small outline packages.
Chips and MIL-STD-883B parts are also available.
REV. E
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reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its
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which may result from its use. No license is granted by implication or
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Seite 76
J.6 AD829 - Operationsverstärker
AD829–SPECIFICATIONS (@ T = +25ⴗC and V = ⴞ15 V dc, unless otherwise noted)
A
Model
Conditions
INPUT OFFSET VOLTAGE
TMIN to TMAX
Offset Voltage Drift
INPUT BIAS CURRENT
S
VS
Min
AD829J/AR
Typ
Max
± 5 V, ± 15 V
0.2
± 5 V, ± 15 V
0.3
± 5 V, ± 15 V
3.3
7
8.2/9.5
± 5 V, ± 15 V
50
± 5 V, ± 15 V
500
500
0.5
TMIN to TMAX
INPUT OFFSET CURRENT
TMIN to TMAX
Offset Current Drift
VO = ± 2.5 V
RLOAD = 500 Ω
TMIN to TMAX
RLOAD = 150 Ω
VOUT = ± 10 V
RLOAD = 1 kΩ
TMIN to TMAX
RLOAD = 500 Ω
OPEN-LOOP GAIN
DYNAMIC PERFORMANCE
Gain Bandwidth Product
1, 2
Full Power Bandwidth
Slew Rate2
Settling Time to 0.1%
Phase Margin2
VO = 2 V p-p
RLOAD = 500 Ω
VO = 20 V p-p
RLOAD = 1 kΩ
RLOAD = 500 Ω
RLOAD = 1 kΩ
AV = –19
–2.5 V to +2.5 V
10 V Step
CLOAD = 10 pF
RLOAD = 1 kΩ
Min
1
1
AD829AQ/S
Typ
Max
0.1
Units
0.5
0.5
mV
mV
µV/°C
3.3
7
9.5
µA
µA
50
500
500
nA
nA
nA/°C
0.3
0.5
±5 V
30
20
65
30
20
40
± 15 V
50
20
65
V/mV
V/mV
V/mV
40
85
100
50
20
100
85
V/mV
V/mV
V/mV
±5 V
± 15 V
600
750
600
750
MHz
MHz
±5 V
25
25
MHz
± 15 V
±5 V
± 15 V
3.6
150
230
3.6
150
230
MHz
V/µs
V/µs
±5 V
± 15 V
± 15 V
65
90
65
90
ns
ns
60
60
Degrees
0.02
0.02
%
DIFFERENTIAL GAIN ERROR3
RLOAD = 100 Ω
CCOMP = 30 pF
± 15 V
DIFFERENTIAL PHASE ERROR3
RLOAD = 100 Ω
CCOMP = 30 pF
± 15 V
COMMON-MODE REJECTION
VCM = ± 2.5 V
VCM = ± 12 V
TMIN to TMAX
±5 V
± 15 V
POWER SUPPLY REJECTION
VS = ± 4.5 V to ± 18 V
TMIN to TMAX
INPUT VOLTAGE NOISE
f = 1 kHz
± 15 V
1.7
INPUT CURRENT NOISE
f = 1 kHz
± 15 V
1.5
1.5
pA/√Hz
±5 V
+4.3
–3.8
+14.3
–13.8
+4.3
–3.8
+14.3
–13.8
V
V
V
V
3.6
3.0
1.4
13.3
12.2
32
±V
±V
±V
±V
±V
mA
13
5
1.5
13
5
1.5
kΩ
pF
pF
2
2
mΩ
INPUT COMMON-MODE
VOLTAGE RANGE
0.04
Degrees
100
100
96
120
120
0.04
100
100
96
120
120
dB
dB
dB
98
94
120
98
94
120
dB
dB
± 15 V
OUTPUT VOLTAGE SWING
RLOAD = 500 Ω
RLOAD = 150 Ω
RLOAD = 50 Ω
RLOAD = 1 kΩ
RLOAD = 500 Ω
Short Circuit Current
±5 V
±5 V
±5 V
± 15 V
± 15 V
± 5 V, ± 15 V
INPUT CHARACTERISTICS
Input Resistance (Differential)
Input Capacitance (Differential)4
Input Capacitance (Common Mode)
CLOSED-LOOP OUTPUT
RESISTANCE
AV = +1, f = 1 kHz
–2–
Seite 77
3.0
2.5
12
10
3.6
3.0
1.4
13.3
12.2
32
2
1.7
3.0
2.5
12
10
2
nV/√Hz
REV. E
J.7 OPA688 - Operationsverstärker
®
OPA688
OPA
688
OPA
688
Unity Gain Stable, Wideband
VOLTAGE LIMITING AMPLIFIER
TM
FEATURES
APPLICATIONS
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
●
HIGH LINEARITY NEAR LIMITING
FAST RECOVERY FROM OVERDRIVE: 2.4ns
LIMITING VOLTAGE ACCURACY: ±15mV
–3dB BANDWIDTH (G = +1): 530MHz
SLEW RATE: 1000V/µs
±5V AND 5V SUPPLY OPERATION
HIGH GAIN VERSION: OPA689
FAST LIMITING ADC INPUT BUFFER
CCD PIXEL CLOCK STRIPPING
VIDEO SYNC STRIPPING
HF MIXER
IF LIMITING AMPLIFIER
AM SIGNAL GENERATION
NON-LINEAR ANALOG SIGNAL PROCESSING
COMPARATOR
DESCRIPTION
The OPA688 is a wideband, unity gain stable voltage
feedback op amp that offers bipolar output voltage limiting. Two buffered limiting voltages take control of the
output when it attempts to drive beyond these limits.
This new output limiting architecture holds the limiter
offset error to ±15mV. The op amp operates linearly to
within 30mV of the output limit voltages.
the input, gives the specified limiting accuracy for any
gain, and allows the OPA688 to be used in all standard
op amp applications.
The combination of narrow nonlinear range and low
limiting offset allows the limiting voltages to be set
within 100mV of the desired linear output range. A fast
2.4ns recovery from limiting ensures that overdrive signals will be transparent to the signal channel. Implementing the limiting function at the output, as opposed to
The OPA688 is available in an industry standard pinout
in 8-pin PDIP and SO-8 packages. For higher gain, or
transimpedance applications requiring output limiting
with fast recovery, consider the OPA689.
Non-linear analog signal processing will benefit from
the OPA688’s sharp transition from linear operation to
output limiting. The quick recovery time supports high
speed applications.
DETAIL OF LIMITED OUTPUT VOLTAGE
LIMITED OUTPUT RESPONSE
2.10
2.5
VH = –VL = 2.0V
G = +2
2.05
2.00
1.5
1.0
VIN
VO
Output Voltage (V)
Input and Output Voltage (V)
2.0
0.5
0
–0.5
–1.0
1.95
VO
1.90
1.85
1.80
1.75
–1.5
1.70
–2.0
1.65
1.60
–2.5
Time (50ns/div)
Time (200ns/div)
International Airport Industrial Park • Mailing Address: PO Box 11400, Tucson, AZ 85734 • Street Address: 6730 S. Tucson Blvd., Tucson, AZ 85706 • Tel: (520) 746-1111 • Twx: 910-952-1111
Internet: http://www.burr-brown.com/ • FAXLine: (800) 548-6133 (US/Canada Only) • Cable: BBRCORP • Telex: 066-6491 • FAX: (520) 889-1510 • Immediate Product Info: (800) 548-6132
®
©
1997 Burr-Brown Corporation
PDS-1424C
1
Seite 78
OPA688
Printed in U.S.A. June, 1998
J.7 OPA688 - Operationsverstärker
SPECIFICATIONS— VS = ±5V
G = +2, RL = 500Ω, RF = 402Ω, VH = –VL = 2V (Figure 1 for AC performance only), unless otherwise noted.
OPA688U, P
GUARANTEED(1)
TYP
PARAMETER
AC PERFORMANCE (see Figure 1)
Small Signal Bandwidth
Gain-Bandwidth Product (G ≥ +5)
Gain Peaking
0.1dB Gain Flatness Bandwidth
Large Signal Bandwidth
Step Response:
Slew Rate
Rise/Fall Time
Settling Time: 0.05%
Spurious Free Dynamic Range
Differential Gain
Differential Phase
Input Noise:
Voltage Noise Density
Current Noise Density
DC PERFORMANCE (VCM = 0)
Open Loop Voltage Gain (AOL)
Input Offset Voltage
Average Drift
Input Bias Current(3)
Average Drift
Input Offset Current
Average Drift
INPUT
Common-Mode Rejection
Common-Mode Input Range(4)
Input Impedance
Differential-Mode
Common-Mode
OUTPUT
Output Voltage Range
Current Output, Sourcing
Sinking
Closed-Loop Output Impedance
POWER SUPPLY
Operating Voltage, Specified
Maximum
Quiescent Current, Maximum
Minimum
Power Supply Rejection Ratio
+PSR (Input Referred)
OUTPUT VOLTAGE LIMITERS
Default Limit Voltage
Minimum Limiter Separation (VH – VL)
Maximum Limit Voltage
Limiter Input Bias Current Magnitude (5)
Maximum
Minimum
Average Drift
Limiter Input Impedance
Limiter Feedthrough(6)
DC Performance in Limit Mode
Limiter Offset
Op Amp Input Bias Current Shift(3)
AC Performance in Limit Mode
Limiter Small Signal Bandwidth
Limiter Slew Rate(7)
Limited Step Response
Overshoot
Recovery Time
Linearity Guardband(8)
CONDITIONS
+25°C
+25°C
0°C to
+70°C
VO < 0.2Vp-p
G = +1, RF = 25Ω
G = +2
G = –1
VO < 0.2Vp-p
G = +1, RF = 25Ω, VO < 0.2Vp-p
VO < 0.2Vp-p
VO = 4Vp-p, VH = –VL = 2.5V
530
260
230
290
11
50
145
—
150
—
175
—
—
100
—
140
—
170
—
—
95
—
135
—
160
4V Step, VH = –VL = 2.5V
0.2V Step
2V Step
f = 5MHz, VO = 2Vp-p
NTSC, PAL, RL = 500Ω
NTSC, PAL, RL = 500Ω
1000
1.2
7
66
0.02
0.01
800
2.6
—
62
—
—
f ≥ 1MHz
f ≥ 1MHz
6.3
2.0
VO = ±0.5V
54
±2
—
+6
—
±0.3
—
—
±12
—
±2
—
57
±3.3
Input Referred, VCM = ±0.5V
VH = –VL = 4.3V
RL ≥ 500Ω
VO = 0
VO = 0
G = +1, RF = 25Ω, f < 100kHz
UNITS
MIN/ TEST
MAX LEVEL(2)
—
90
MHz
MHz
MHz
MHz
dB
MHz
MHz
Typ
Min
Typ
Min
Typ
Typ
Min
C
B
C
B
C
C
B
770
2.7
—
58
—
—
650
3
—
53
—
—
V/µs
ns
ns
dB
%
°
Min
Max
Typ
Min
Typ
Typ
B
B
C
B
C
C
7.2
2.5
7.8
2.9
8
3.6
nV/√Hz
pA/√Hz
Max
Max
B
B
48
46
±7
±14
±13
–60
±3
±10
45
±9
±14
±20
–90
±4
±10
dB
mV
µV/°C
µA
nA/°C
µA
nA/°C
Min
Max
Max
Max
Max
Max
Max
A
A
B
A
B
A
B
±3.2
50
49
±3.2
47
±3.1
dB
V
Min
Min
A
A
0.4 || 1
1 || 1
—
—
—
—
—
—
MΩ || pF
MΩ || pF
Typ
Typ
C
C
±4.1
105
–85
0.2
±3.9
90
–70
—
±3.9
85
–65
—
±3.8
80
–60
—
V
mA
mA
Ω
Min
Min
Min
Typ
A
A
A
C
±5
—
15.8
15.8
—
±6
17
14
—
±6
19
12.8
—
±6
20
11
V
V
mA
mA
Typ
Max
Max
Min
C
C
A
A
65
58
57
55
dB
Min
A
±3.3
200
—
±3.0
200
±4.3
±3.0
200
±4.3
±2.9
200
±4.3
V
mV
V
Min
Min
Max
A
B
B
54
54
—
2 || 1
–60
61
44
—
—
—
64
43
40
—
—
66
41
45
—
—
µA
µA
nA/°C
MΩ || pF
dB
Max
Min
Max
Typ
Typ
A
A
B
C
C
±15
3
±35
—
±40
—
±40
—
mV
µA
Max
Typ
A
C
450
100
—
—
—
—
—
—
MHz
V/µs
Typ
Typ
C
C
250
2.4
30
—
2.8
—
—
3.0
—
—
3.2
—
mV
ns
mV
Typ
Max
Typ
C
B
C
±6
—
+VS = 4.5V to 5.5V
Pins 5 and 8
Limiter Pins Open
VO = 0
f = 5MHz
VIN = ±2V
(VO – VH) or (VO – VL)
VIN = ±2V, VO < 0.02Vp-p
2x Overdrive
VIN = 0 to ±2V Step
VIN = ±2V to 0V Step
f = 5MHz, VO = 2Vp-p
®
OPA688
–40°C to
+85°C
2
Seite 79

Diplomarbeit - Michael Schlagmüller

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