eletrônica de potência

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ELETRÔNICA DE POTÊNCIA
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ELETRÔNICA DE POTÊNCIA
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Eletrônica de Potência
SUMÁRIO
1. INTRODUÇÃO ................................................................................................................3
2. SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA .............................................................................5
2.1 – Introdução ......................................................................................................................... 5
2.2 – Perdas nos Semicondutores de Potência ....................................................................... 5
2.3 – O Diodo.............................................................................................................................. 6
2.4 - Tiristores ............................................................................................................................ 9
2.4.1 – SCR (Retificador controlado de silício) ...................................................................... 9
2.4.2 – O TRIAC.................................................................................................................. 12
2.4.3 – O DIAC.................................................................................................................... 13
2.5 – O Transistor Bipolar de Junção (BJT) ........................................................................... 13
2.6 – Mosfet de Potência ......................................................................................................... 15
2.7 – O IGBT ............................................................................................................................. 17
2.8 – Módulos de Potência ...................................................................................................... 18
2.9 – A Escolha do Semicondutor de Potência...................................................................... 19
3. RETIFICADORES NÃO CONTROLADOS....................................................................21
3.1 - Introdução ........................................................................................................................ 21
3.2 - Retificador Monofásico de Meia Onda ........................................................................... 21
3.3 - Retificador Monofásico de Onda Completa em Ponte .................................................. 25
3.4 - Retificadores Trifásicos .................................................................................................. 28
3.4.1 - Retificador Trifásico de Meia Onda .......................................................................... 28
3.4.2 - Retificador Trifásico de Onda Completa ................................................................... 29
4. RETIFICADORES CONTROLADOS.............................................................................32
4.1 - Retificador Monofásico Controlado de Meia Onda........................................................ 32
4.2 - Retificador Monofásico Controlado de Onda Completa em Ponte .............................. 35
4.3 - Retificador Monofásico Semicontrolado........................................................................ 37
4.4 - Retificador Trifásico Controlado de Meia Onda ............................................................ 39
4.5 - Retificador Trifásico Controlado de Onda Completa .................................................... 42
4.6 - Retificador Trifásico Semicontrolado ............................................................................ 45
4.7 - Sincronismo de Retificadores Trifásicos....................................................................... 48
4.8 - Acionamento de Motores CC Com Retificadores .......................................................... 49
4.9 – Acionamento de Motores CC em Quatro Quadrantes .................................................. 50
4.9.1 - Funcionamento da Ponte Completa Como Retificador ou Inversor .......................... 51
i
4.9.2 – Acionamento por Conversores Duais ...................................................................... 52
5. CIRCUITOS DE DISPARO............................................................................................56
5.1 – Introdução ....................................................................................................................... 56
5.2 - Circuito de Disparo Com Sinais CA ............................................................................... 56
5.3 - Circuito de Disparo Com Pulsos Usando o UJT............................................................ 57
5.4 – Isolação de Circuitos de Disparo................................................................................... 61
5.5 - Circuito Integrado - TCA785............................................................................................ 62
6. CONTROLADORES CA................................................................................................65
6.1 – Controle Liga-Desliga ..................................................................................................... 65
6.2 - Controle de fase............................................................................................................... 66
6.2.1- Controlador Monofásico ............................................................................................ 66
6.2.2 - Controlador Trifásico ................................................................................................ 67
6.3 – Soft-Start ......................................................................................................................... 67
7. CONVERSORES CC – CC............................................................................................69
7.1 - Introdução ........................................................................................................................ 69
7.2 – Modulação por Largura de Pulso (PWM)....................................................................... 69
7.3 - Conversor Abaixador (BUCK)......................................................................................... 70
7.4 - Conversor Elevador (Boost) .......................................................................................... 74
7.5 - Fontes Chaveadas ........................................................................................................... 75
7.6 – Controle em Fontes Chaveadas..................................................................................... 77
8. CONVERSORES CC – CA (INVERSORES).................................................................79
8.1 - Introdução ........................................................................................................................ 79
8.2 - Inversores Monofásicos de Onda Quadrada ................................................................. 79
8.3 - Inversor Trifásico de Onda Quadrada ............................................................................ 81
8.4 - Inversores PWM............................................................................................................... 83
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS .................................................................................86
ii
1. INTRODUÇÃO
A função da eletrônica de potência é controlar o fluxo de potência, processando a energia das
fontes de alimentação disponíveis (rede elétrica, geradores ou baterias) através de dispositivos
semicondutores de potência, para alimentar as cargas.
Por exemplo, em um microcomputador é necessário alimentar os chips lógicos com 5 Vcc, através
da rede 127 Vac, logo se necessita de um circuito de eletrônica de potência.
A Importância da eletrônica de potência pode ser observada através de uma lista onde aparecem
algumas de suas aplicações:
Residencial e comercial:
iluminação –
reatores
eletrônicos;
computadores
pessoais;
equipamentos eletrônicos de entretenimento; elevadores; sistemas ininterruptos de energia (“nobreak”); equipamentos de escritório.
Industrial: acionamento de bombas, compressores, ventiladores, máquinas ferramenta e outros
motores; iluminação; aquecimento indutivo; soldagem.
Transporte: veículos elétricos; carga de baterias; locomotivas; metrô.
Sistemas Elétricos: transmissão em altas tensões CC; fontes de energia alternativa (vento, solar,
etc.); armazenamento de energia.
Aeroespaciais: sistema de alimentação de satélites; sistema de alimentação de naves;
Telecomunicações: carregadores de baterias; fontes de alimentação CC; sistemas ininterruptos
de energia (UPS).
Os sistemas de eletrônica de potência consistem em muito mais que um conversor de energia.
Como pode ser visto no diagrama de blocos da Fig. 1.1, necessita-se também de filtros para
minimizar os ruídos e harmônicos de tensão e corrente gerados pelo circuito de potência, os quais
operam em regime chaveado; circuitos de comando para impor ao semicondutor do conversor sua
entrada em condução ou bloqueio; e a realimentação e controle que mantém o sistema operando
no ponto desejado mesmo com mudanças na entrada (fonte) ou na saída (carga).
O circuito de potência é composto por semicondutores de potência e elementos passivos
(indutores, capacitores e resistores), podendo assumir várias configurações em função das
características de tensão, corrente e freqüência da fonte de alimentação e da carga. Pelo fato de
não haver partes móveis, esses circuitos de potência são chamados de conversores estáticos, os
quais podem ser classificados como: Conversores CA – CC (Retificadores), Conversores CC –
CA (Inversores), Conversores CC – CC (Choppers) e Conversores CA – CA (Cicloconversores e
Controladores CA). O diagrama da Fig. 1.2 relaciona cada conversor com a respectiva conversão.
3
ENTRADA
FILTRO
DE
DE
ENERGIA
ENTRADA
CIRCUITO DE
POTÊNCIA
FILTRO
DE
(CONVERSOR
ESTÁTICO)
CARGA
SAÍDA
REALIMENTAÇÃO
CIRCUITO DE
COMANDO DOS
SEMICONDUTORES
CIRCUITO DE
GRANDEZAS ELÉTRICAS
CONTROLE
GRANDEZAS MECÂNICAS
Fig. 1.1 - Diagrama de blocos de um sistema em eletrônica de potência.
CICLOCONVERSOR
INVERSOR
CONVERSOR CC
de 2 ESTAGIOS
CONVERSOR DE
FREQUÊNCIA de 2
ESTAGIOS
RETIFICADOR
CHOPPER
Fig. 1.2 - Conversores em eletrônica de potência.
Os conversores estáticos utilizados para acionamento com velocidade variável de motores de
indução são chamados comercialmente de conversores de freqüência ou simplesmente
inversores. Em sua maioria são conversores CA – CA em dois estágios, ou seja, retificadores
associados a inversores.
4
2. SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA
2.1 – Introdução
Para entender o funcionamento e as diversas topologias dos conversores estáticos é importante
que se conheça bem os dispositivos semicondutores que compõem a parte ativa destes
conversores, ou seja, suas características de tensão, corrente, comando e velocidade de
comutação.
Em eletrônica de potência, os semicondutores podem ser considerados como chaves, podendo
estar no estado fechado ou conduzindo (ON) e aberto ou bloqueado (OFF).
Podem ser divididos em três grupos de acordo com o grau de controlabilidade. Esses grupos são:
Chaves não controladas: estado ON e OFF dependendo do circuito de potência. Ex.:
diodos.
Chaves semi-controladas: estado ON controlado por um sinal externo e OFF dependendo
do circuito de potência. Ex.: SCR, TRIAC.
Chaves Controladas – os estados ON e OFF são controlados por sinal externo. Ex.:
Transistor (BJT), MOSFET, IGBT, GTO.
2.2 – Perdas nos Semicondutores de Potência
Operando como chave, o semicondutor apresenta dois tipos de perdas de energia, as quais
geram dissipação de calor sobre o mesmo: as perdas em condução e as perdas em comutação.
A Fig. 2.1 a seguir apresenta as formas de onda de tensão, corrente e potência dissipada sobre
um semicondutor que opera como chave.
Quando o semicondutor está em condução, flui através do mesmo uma corrente Ion e aparece
sobre ele uma baixa queda de tensão Von, as quais são responsáveis pelas perdas em condução.
Quanto maiores forem Ion e Von, maior será a perda de condução, assim, é desejável
semicondutores que apresentam baixos valores de tensão quando em condução.
A comutação pode ser de dois tipos: OFF para ON (entrada em condução) ou de ON para OFF
(bloqueio). No primeiro caso, quando o semicondutor entra em condução sua tensão cai até
próximo de zero (Von) e a corrente cresce. Enquanto estes valores não se estabilizam aparecem
as perdas por comutação. Tais perdas ocorrem também durante o bloqueio, onde a corrente cai
até zero enquanto a tensão no semicondutor cresce atingindo o valor Voff. Quanto maiores forem
a tensão Voff, a corrente Ion, a duração da comutação (toff/on e ton/off) e a freqüência de comutação,
maior será a perda de comutação. Assim, é desejável que o semicondutor apresente comutações
rápidas para diminuir as perdas de comutação.
5
Voff
Ion
Von
ton
t on/off
toff
Perdas
t off/on
Ioff = 0
comutação
off/on
condução
comutação
on/off
bloqueio
T = período de comutação
Fig. 2.1 - Comutação nos semicondutores de potência.
2.3 – O Diodo
A Fig. 2.2 mostra o símbolo do diodo e suas características de operação através da curva v x i.
iF
iD
K
A
+
vD
-
K - catodo
A - anodo
VF
vD
Fig. 2.2 - Diodo: símbolo e característica de operação.
Quando a tensão entre o anodo e o catodo for positiva e maior que VF (em torno de 0,7 V), é dito
que o diodo está diretamente polarizado e está no estado de condução, ou seja, começa a
conduzir corrente com uma pequena tensão sobre ele. Quando o diodo é reversamente
polarizado, ou seja a tensão entre anodo e catodo é negativa, ele esta no estado corte,
bloqueando a passagem de corrente no sentido reverso.
A entrada em condução de um diodo é considerada ideal, ou seja, rápida o suficiente para não
afetar o resto do circuito de potência em que está inserido. Entretanto, para o bloqueio leva-se um
tempo adicional, chamado tRR – tempo de recuperação reversa. Na comutação do estado de
condução para o bloqueio, ocorre a descarga da capacitância intrínseca da junção. Nesse
6
VD
intervalo de tempo tRR, a corrente no diodo
ID
torna-se negativa até que toda a carga
D
armazenada na capacitância durante a
VE
R
condução se anule. Após a carga ter se
anulado o diodo bloqueia. Esta corrente
reversa pode, além de comprometer o bom
funcionamento do circuito, gerar ruídos,
VD
sobretensões
VFP
e
perdas
adicionais
de
VON
t
comutação. A Fig. 2.3 mostra como ocorre a
comutação em um diodo.
A
partir
dos
tempos
de
recuperação
-VR
reversa, os diodos podem ser classificados
quanto à velocidade de comutação. A tabela
tRR
ID
a seguir mostra algumas linhas comerciais
de diodos.
t
Os diodos Schottky apresentam tempos de
ordem de 10 ns, pequena queda de tensão
e é aplicado em altas freqüências e baixas
tensões. Já o diodo ultra-rápido pode ser
IR
tON
recuperação reversa muito pequenos, da
VE
tOFF
+VR
t
usado em tensões superiores, com um
acréscimo
do
tempo
de
recuperação
reversa. Os diodos rápidos são usados para
maiores potências e menores freqüências.
-VR
Fig. 2.3 - Comutação em um diodo.
Já os diodos de uso geral são os diodos
normalmente utilizados na freqüência da
rede CA (60Hz).
Os diodos de potência são fornecidos em
vários tipos diferentes de encapsulamento
como mostrado na Figura 2.4 ao lado. É
através do encapsulamento que o calor
gerado na junção do diodo se difunde para o
meio circundante.
Fig.2.4 - Tipos de encapsulamento.
7
SCHOTTKY
1A
ULTRA-RÁPIDO
10 A
Vr
COD.
Vr
COD.
20
1N5817
35
MBR1035
40
1N5819
45
60
MBR160
80
35 A
Vr
1A
15 A
50 A
COD.
Vr
COD.
Vr
COD.
Vr
COD.
20
MBR3520
50
MUR105
50
MUR1505
50
MUR5005
MBR1045
35
MBR3535
200
MUR120
200
MUR1520
100
MUR5010
60
MBR1060
45
MBR3545
400
MUR140
400
MUR1540
200
MUR5020
MBR180
80
MBR1080
600
MUR160
600
MUR1560
100
MBR1100
100
MBR10100
1000
MUR1100
IFSM
25 A
IFSM
150 A
IFSM
600 A
IFSM
35 A
IFSM
200 A
IFSM
600 A
VF
0,6 V
VF
0,57 V
VF
0,55 V
trr
50 ns
trr
35 ns
trr
50 ns
RÁPIDO
1A
Vr
USO GERAL
35 A
COD.
Vr
300 A
COD.
Vr
COD.
1A
Vr
COD.
15 A
Vr
COD.
50 A
Vr
COD.
50
1N4933
50
1N3899
600
R23F6A
50
1N4001
50
MUR1505
50
MUR2100
200
1N4935
200
1N3901
1000
R32F10A
200
1N4003
200
MUR1520
200
MUR2102
400
1N4936
400
1N3903
1400
R23F14A
400
1N4004
400
MUR1540
400
MUR2104
600
1N4937
600
1N1386
600
1N4005
600
MUR1560
600
MUR2106
IFSM
30 A
IFSM
250 A
IFSM
5000 A IFSM 30 A
IFSM
400 A
trr
0,2 µs
trr
0,2 µs
trr
0,2 µs
IFSM 400 A
Na tabela constam alguns parâmetros importantes para a especificação de um diodo, onde:
VR - tensão reversa;
IFAVG - corrente média direta;
VF – queda de tensão direta;
IFSM - corrente se surto não repetitiva máxima;
trr - tempo de recuperação reversa.
Além destes, existem outros parâmetros como:
IFRMS - corrente direta eficaz;
IFRM - corrente direta repetitiva máxima;
IRRM - valor de pico da corrente de recuperação reversa.
8
2.4 - Tiristores
O termo tiristor engloba uma família de dispositivos semicondutores que operam em regime
chaveado, tendo em comum uma estrutura de 4 camadas semicondutoras numa sequência p-n-pn, apresentando um funcionamento biestável. O tiristor de uso mais difundido é o SCR (Retificador
Controlado de Silício), usualmente chamado simplesmente de tiristor. Outros componentes, no
entanto, possuem basicamente uma mesma estrutura: LASCR (SCR ativado por luz), também
chamado de LTT (Light Triggered Thyristor), TRIAC (tiristor triodo bidirecional), DIAC (tiristor diodo
bidirecional), GTO (tiristor comutável pela porta), MCT (Tiristor controlado por MOS).
2.4.1 – SCR (Retificador controlado de silício)
A Fig. 2.5 mostra o símbolo do SCR e suas características de operação através da curva v x i.
iT
on
iT
K
A
+ v
T
off
G
VF
vT
-
G - gate
A - anodo
K - catodo
Fig. 2.5 – Tiristor: símbolo e característica de operação do SCR.
Quando o SCR está diretamente polarizado (vT > 0) e é aplicado um pulso positivo
de corrente de seu gate (G) para o catodo (K), este dispositivo entra em condução
permitindo circulação da corrente IT entre anodo e catodo. Uma vez em condução, o pulso
de gate pode ser removido e o SCR continua em condução como um diodo, ou seja, não
pode ser comandado a bloquear. Para que o tal deixe de conduzir é necessário que a
corrente IT caia abaixo do valor mínimo de manutenção (IH), desta forma o SCR entra
novamente na região de corte. Quando o SCR está reversamente polarizado (vT < 0) ele
não conduz.
Maneiras de disparar um SCR
A seguir são apresentadas as formas de disparo de um SCR.
Disparo por pulso de gatilho
9
Esta é a forma usual de disparo. Como já foi dito, quando o SCR está diretamente polarizado e
recebe um pulso positivo de corrente de gate para catodo, ele entra em condução. O componente
se manterá em condução desde que, após o processo de entrada em condução, a corrente de
anodo tenha atingido um valor superior ao limite IL (corrente de “latching”). Sendo assim, a
duração do sinal de disparo deve ser tal que permita à corrente atingir o valor IL antes que o sinal
de disparo seja retirado.
Disparo por sobretensão
À medida que se aumenta a tensão entre anodo e catodo (diretamente polarizado), é possivel
iniciar o processo de condução mesmo sem corrente no gate. Este procedimento, nem sempre
destrutivo, raramente é utilizado na prática.
Disparo por taxa de crescimento da tensão direta
T
Uma vez que o SCR esteja diretamente polarizado, mesmo
sem corrente de gate, pode haver a entrada em condução
devido à taxa de crescimento da tensão entre anodo e
catodo. Se esta taxa for suficientemente elevada (a tensão
crescer rapidamente), o SCR entra em condução.
Este disparo, normalmente não desejado, é evitado pela
ação de um circuito de proteção conhecido como snubber,
R
C
Fig. 2.6 – Tiristor com um
circuito snubber.
que se trata de um circuito RC em paralelo com o tiristor.
Disparo por temperatura
Em altas temperaturas, a corrente de fuga numa junção p-n reversamente polarizada pode
assumir valor suficiente para que leve o tiristor ao estado de condução. Para evitar este disparo,
utilizam-se dissipadores de calor evitando o aumento excessivo de temperatura.
Métodos de comutação de um SCR
Se por um lado é fácil a entrada em condução de um SCR, o mesmo não ocorre para o seu
bloqueio. A condição para o bloqueio é que a corrente de anodo fique abaixo do valor IH - corrente
de manutenção, cujo valor é estabelecido pelo fabricante.
Existem duas formas básicas de bloqueio de um SCR.
Comutação natural
Em um circuito CA, a corrente normalmente passa por zero em algum instante levando o SCR ao
bloqueio. Este tipo de comutação é chamado comutação pela rede. Em circuitos CC, onde a
10
comutação depende da característica da própria carga, a comutação é definida como comutação
pela carga.
Comutação forçada
É utilizada em circuitos CC onde não é possível a reversão da corrente de anodo. Sendo assim,
deve-se oferecer um caminho alternativo para a corrente, enquanto se aplica uma tensão reversa
sobre o SCR. Normalmente é utilizado um capacitor carregado previamente com uma tensão
reversa, em relação aos terminais do SCR. No instante desejado para o corte, coloca-se o
capacitor em paralelo com o SCR aplicando sobre ele uma tensão reversa. Um exemplo deste tipo
de comutação será visto durante o estudo dos inversores, num capítulo futuro.
A
tabela
abaixo
mostra
as
características
principais
de
alguns
SCR’s
encontrados
comercialmente.
TIRISTORES – SCR
4A
25 A
110A
1230 A
V
Cod.
V
Cod.
V
Cod.
V
Cod.
50
2N6237
50
2N682
50
2N1910
200
ST330C02L
200
2N6238
200
2N685
200
2N1913
600
ST330C06L
400
2N6239
400
2N688
400
2N1916
1200
ST330C12L
600
2N6240
600
2N690
600
2N1806
1600
ST330C162L
800
2N6241
800
2N692
700
2N1807
ITSM
15 A
ITSM
150
ITSM
100 A
ITSM
7925 A
VGT
3V
VGT
2V
VGT
2,5
VGT
3V
IGT
10 mA
IGT
40 mA
IGT
110 mA
IGT
200 mA
Entre os parâmetros importantes a serem especificados em um SCR, têm-se:
ITAV – Corrente direta média;
ITRMS – Corrente direta eficaz;
ITSM – Surto máximo de corrente;
VDRM e VRRM – Máximos valores de tensão direta e reversa;
VGT e IGT – tensão e corrente de gate;
IL e IH – corrente de “latching” e de manutenção.
11
2.4.2 – O TRIAC
O TRIAC é um tiristor que permite a condução de corrente nos dois sentidos, entrando em
condução e bloqueando de modo análogo ao SCR. Uma visão simplificada do TRIAC, é a de uma
associação de dois SCR’s conectados em antiparalelo. Entretanto, note que no caso de dois
SCR’s é necessário dois terminais de gatilho. A Figura 2.7 mostra o símbolo do Triac e a
comparação com dois SCR’s. Como é bidirecional, os termos anodo e catodo ficam sem sentido,
assim, os terminais do TRIAC são chamados anodo 1 (A1), anodo 2 (A2) e gatilho (G).
Além de conduzir nos dois sentidos, o TRIAC pode ser disparado tanto com pulso positivo como
por pulso negativo de corrente aplicado entre o gate(G) e o anodo1(A1).
G1
G
A2
A1
A1
A2
G2
Fig. 2.7 – Símbolo do Triac e comparação com dois SCR’s em antiparalelo.
O TRIAC é um dispositivo utilizado em baixos níveis de potência quando comparado com o SCR.
Um exemplo de aplicação é o controle do fluxo de corrente alternada. Este controle pode ser feito
de duas formas: (A) Controle por ciclos inteiros e (B) Controle do ângulo de fase. Conforme
mostra a Figura 2.8.
Tensão de
entrada
Pulso de
gate
Tensão
de saída
(A)
(B)
Fig. 2.8 – Controle do fluxo de potência por Triac’s. (A) Controle por ciclos inteiros,
(B) Controle do ângulo de fase.
12
2.4.3 – O DIAC
Assim como o Triac, o Diac é um dispositivo que permite condução nos dois sentidos tendo
aplicações em baixos níveis de potência. Entretanto, a entrada em condução não ocorre devido a
um pulso de corrente no gate, mas a partir de uma tensão de disparo aplicada entre seus
terminais. A Figura 2.9 mostra a característica tensão x corrente e o símbolo comumente utilizado
para a representação do DIAC.
Quando o DIAC está submetido a
uma tensão inferior a VD (tensão
de
disparo),
o
mesmo
não
conduz. Depois de atingido o
valor da tensão de disparo, o
DIAC
entra
em
condução,
mantendo uma pequena tensão
entre seus terminais. Para o seu
bloqueio é necessário que a
corrente assuma valor inferior a IH
Fig. 2.9 – Símbolo e característica do DIAC.
(corrente de manutenção).
2.5 – O Transistor Bipolar de Junção (BJT)
O Transistor bipolar mostrado na Figura 2.10, entra e permanece em condução (região de
saturação), quando é aplicada uma corrente adequada em sua base, tornando-se equivalentre a
uma chave fechada. Nesta condição, a tensão entre coletor e emissor (VCE = VCESat) é tipicamente
menor que 2 Volts, logo, são baixas as perdas em condução do BJT. Entretanto, sua comutação
não é rápida, o que aumenta muito as perdas de comutação quando opera em altas freqüências
(acima de 40 kHz).
iC
iC
iB4
C
iB3
iB
Região de saturação
VCE
C – coletor
B – base
E - emissor
iB2
B
VBE
E
iB1
iB0
Fig. 2.10 – Transistor bipolar de Junção: símbolo e característica de operação
13
VCE
Para saturar o transistor bipolar é necessário uma corrente de base IB > ICsat/β, onde β é o ganho
de corrente que está em torno de 10 para transistores de baixa tensão e 5 para transistores de
alta tensão. Para o bloqueio do dispositivo, é necessário reduzir a corrente de base até zero.
Dá-se o nome de transistor “par darlington” quando se associam dois transistores em um único
encapsulamento de forma a aumentar o seu ganho, entretanto isso aumenta a queda de tensão e
perdas de condução e comutação.
A partir do exposto acima, pode-se concluir que além das perdas de comutação já mencionadas, a
complexidade dos circuitos de comando e sua potência requerida são grandes fatores limitantes
destes dispositivos.
A tabela a seguir é uma reduzida amostra de transistores bipolares de potência comerciais da
Motorola Semiconductors, mostrando algumas de suas principais características. Ressalta-se que
existem outras opções de tensão, corrente e tipo de encapsulamento.
TRANSISTOR BIPOLAR
IC (A)
VCE (V)
COD.
ts (µs)
tf (µs)
hFEmin
5
500
MJ16002A
3
3
5
400
MJ13015
2
0,5
8
400
MJ10007 “darlington"
1,5
0,5
30
800
MJ16008
4,5
0,2
4
100
BUS51
3,3
1,6
15
10
50
Entre os parâmetros para especificação de um BJT, têm-se:
IC – corrente de coletor;
VCE – máxima tensão entre coletor e emissor;
VCE sat – tensão entre coletor e emissor quando em saturação;
hFE – ganho de corrente;
tON = td + tR; tOFF = tS + tF – tempos relacionados às comutações.
Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tS – “storage time”; tF – “fall time”.
14
2.6 – Mosfet de Potência
O Mosfet (Transistor de Efeito de Campo), cujo símbolo e curva característica são mostrados na
Figura 2.11, é comandado por tensão aplicada entre os terminais Gate (G) e Fonte (S).
Este dispositivo se aproxima de uma chave fechada (região ôhmica) quando a tensão VGS é
adequada, tipicamente de 9 a 15V. E está bloqueado quando esta tensão for inferior ao limite VGSth
(4V, típico). Quando em condução, o dispositivo necessita de permanente aplicação da tensão
VGS (tensão entre gate e fonte), entretanto não flui corrente no gate, exceto durante as transições
ON – OFF e OFF – ON, quando a capacitância de gate é carregada e descarregada.
iD
vGS5
iD
vGS4
D
v GS3
D - Dreno
V DS
Região ôhmica
G - Gate
S - Fonte
vGS2
G
S
V GS
vGS1
vGS0
VDS
Fig. 2.11 – Mosfet: símbolo e característica de operação.
Operando na região ôhmica, o Mosfet se comporta como uma resistência de valor relativamente
baixo entre dreno e fonte (RDS
ON),
sendo assim, é a região de interesse para operação como
chave.
Os tempos de comutação são curtos (da ordem de dezenas de ns), e sua a resistência de
condução RDS
ON
cresce com o aumento da tensão do dispositivo, logo este dispositivo possui
poucas perdas em aplicações de altas freqüências e baixas tensões (até 300V e acima de 50k
Hz).
Como o dispositivo é comandado por tensão, seu circuito de gate é simples e consome pouca
energia, como mostra o esquema e as formas de onda da Figura 2.12 a seguir.
D
M
V
VGS
IG
G
S
ID
Fig. 2.12 – Comando de gate do Mosfet e principais formas de onda.
15
Cabe destacar que em qualquer Mosfet existe um diodo intrínseco entre os terminais fonte e
dreno.
A tabela abaixo mostra as características principais de uma linha comercial de Mosfet’s da
International Rectifiers Semiconductors e alguns de seus parâmetros importantes a serem
especificados. Pode-se verificar o incremento de RDson com o aumento da tensão máxima
admissível, bem como a redução nos limites máximos de corrente admissíveis.
MOSFET’S DE POTÊNCIA
COD.
VDS
RDSon
ID 25º
COD.
VDS
RDSon
ID 25º
IRF540
100
0,077
47
IRFP150
100
0,055
47
IRF640
200
0,18
34
IRFP250
200
0,085
34
IRF740
400
0,55
18
IRFP350
400
0,3
18
IRFBC40
600
1,2
6,8
IRFPC40
600
1,2
6,8
IRFBE30
800
3,0
6,9
IRFPF40
800
2,0
6,9
IRFBG30
1000
5,0
4,3
IRFPG40
1000
3,5
4,3
Os principais parâmetros de um Mosfet de potência são:
VDS – Tensão entre dreno e fonte;
ID – Corrente de dreno;
IDM – Pulso de corrente de dreno;
RDS ON – Resistência entre dreno e fonte (região ôhmica);
tON = td (on) + tR; tOFF = td (off) + tF - Tempos relacionados às comutações;
Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tF – “fall time”.
16
2.7 – O IGBT
O IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor) associa a característica de comando dos MOSFET com
a característica de condução dos BJT. Nos últimos anos, vem tendo considerável evolução, com o
crescimento de sua velocidade de comutação.
A Figura 2.13 mostra o símbolo e a curva característica do IGBT, onde se nota que o componente
apresenta os terminais coletor e emissor (como no BJT) e gate (como no Mosfet).
IC
IC
C
V GE5
V GE4
V GE3
V CE
G
V GE2
E
VGE1
V GE
V GE0
V CE
C- Coletor
VCE ON
G- Gate
E- Emissor
Fig. 2.13 – Símbolo e curva característica do IGBT
O IGBT apresenta a vantagem de ser comandado por tensão requerendo baixa quantidade de
energia do circuito de comando, e em condução tem a vantagem do BJT de baixas tensões VCE on,
podendo conduzir elevadas correntes com baixas perdas.
O tempo de entrada em condução é maior que o do MOSFET, na ordem de décimos de µs, e no
bloqueio surge o fenômeno da corrente de cauda que provoca elevadas perdas de comutação em
altas freqüências. A Figura 2.14 mostra o esquema simplificado do comando com suas principais
formas de onda. Tipicamente, VGE entre 12V e 20V resulta em VCE
ON
reduzida, diminuindo as
perdas de condução.
C
VGE
IG
G
E
15 V
IC
corrente
de cauda
Fig. 2.14 – Comando de gate do IGBT e principais formas de onda
17
A tabela abaixo mostra as características principais de uma linha comercial de IGBT’s da
International Rectifiers Semiconductors e seus parâmetros importantes a serem especificados e
aplicações típicas.
IGBT 600 V
*
RÁPIDO
PADRÃO
ULTRA-RÁPIDO
Aplicações: Industrial, UPS
Aplicações: UPS e
Aplicações: Robótica e
de altas tensões e
acionamento
acionamento
acionamento
Ic
COD.
Perdas
Ic (25º)
COD.
Perdas
Ic (25º)
COD.
Perdas
19
IRGBC20S
4,1
16
IRGBC20F
1,8
13
IRGBC20U
0,35
50
IRGBC40S
13
49
IRGBC40F
4,4
40
IRGBC40U
1,5
70
IRGBC50S
16
70
IRGBC50F
6,0
55
IRGBC50U
1,7
Os principais parâmetros a serem especificados em um IGBT são:
VCES – tensão máxima suportável entre coletor e emissor;
IC - corrente de coletor;
ICM – pulso de corrente de coletor;
VCE ON – tensão entre coletor e emissor na região de saturação;
tON = td (on) + tR; tOFF = td (off) + tF - Tempos relacionados às comutações;
Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tF – “fall time”.
2.8 – Módulos de Potência
Os semicondutores de potência podem aparecer já associados em módulos, reduzindo o
tamanho dos conversores e facilitando a montagem, entretanto podem encarecer a manutenção.
Como por exemplo, mostramos abaixo: 1. Ponte monofásica de diodos, 2. ponte trifásica de
diodos, 3. ponte monofásica de tiristores, 4. ponte completa trifásica de IGBT’s ou MOSFET’s
18
2
1
3
4
2.9 – A Escolha do Semicondutor de Potência
A escolha de um dispositivo semicondutor de potência para uma aplicação específica deve levar
em conta vários fatores como: custo do dispositivo, os níveis de tensão e corrente encontrados, a
complexidade do circuito de comando e seu custo, e a freqüência com que o dispositivo irá operar.
Os tiristores são os semicondutores de potência de menor custo, entretanto apresentam
limitações devido à baixa velocidade de comutação, a complexidade do circuito de comando e
dificuldade no bloqueio. São amplamente utilizados em conversores que usam comutação pela
rede, como retificadores controlados e controladores CA. O SCR se destaca pela sua elevada
capacidade de corrente e tensão suportável (3kA/ 3kV).
Antes do desenvolvimento dos Mosfet’s o único dispositivo disponível para aplicações em
conversores de alta freqüência (5 a 20 kHz) e médias potências (até 100 kW) era o transistor
19
bipolar de potência – BJT. A tecnologia deste dispositivo evoluiu bastante, permitindo a
fabricação de componentes com capacidade de suportar corrente de coletor de centenas de
ampères e tensões de bloqueio de até 800 V. A principal vantagem do BJT de potência é o custo,
particularmente em altas tensões, enquanto suas principais desvantagens são a complexidade e
custo do circuito de comando e limitação na velocidade de comutação, tornando-se uma
tecnologia ultrapassada. É aplicado em deflexão horizontal de TVs e monitores, amplificador de
áudio, etc.
O Mosfet opera muito bem em altas freqüências e necessita de um simples circuito de comando.
Assim, reina absoluto em aplicações de alta freqüência (acima dos 50kHz) e baixas tensões e
correntes. Como já vimos, a resistência de condução dos Mosfet’s cresce muito com o aumento
da máxima tensão suportável, o que leva a uma redução da capacidade de corrente. Deste modo,
normalmente os Mosfet’s são utilizados para tensões inferiores a 500V. Para maiores tensões a
aplicação se restringe a baixas potências (menor que 100W).
Geralmente são usados em fontes de alimentação chaveadas, reatores eletrônicos, relés de
estado sólido de sistemas automotivos, etc.
O mais recente dos semicondutores desenvolvidos - o IGBT – vem se destacando pela sua
capacidade de condução de altas correntes e de suportar elevadas tensões (500A/1500V), além
da simplicidade de seu circuito de comando. Embora mais lentos que os Mosfet’s, os IGBT’s são
mais rápidos que os BJT’s permitindo operação em freqüências até os 30kHz.
Trata-se de uma tecnologia em crescente desenvolvimento, que permitiu a melhoria dos
acionamentos de motores CA, com o desenvolvimento dos Inversores de freqüência PWM. Sua
aplicação vai desde acionamento de motores até ignição automotiva.
A tabela abaixo mostra uma comparação entre os principais dispositivos semicondutores.
Diodos
BJT
MOSFET
IGBT
SCR
Comando em
-
corrente
tensão
tensão
corrente
Complexidade
do circuito de
comando
-
alta
muito baixa
muito baixa
baixa
Capacidade de
corrente
alta
média
baixa para
média
média para alta
alta
Tensão
suportável
alta
média
baixa para
média
média para alta
alta
Freqüência de
comutação
alta
média
alta
média
baixa
20
3. RETIFICADORES NÃO CONTROLADOS
3.1 - Introdução
Na maior parte das aplicações em eletrônica de potência, a entrada de energia tem a forma de
uma tensão alternada senoidal em 60 Hz, proveniente da rede, que é convertida em tensão
contínua para ser aplicada à carga. Isto é realizado através dos conversores CA-CC, também
chamado de Retificadores. Dependendo do semicondutor utilizado, tiristor ou diodo, os
retificadores podem ser controlados ou não controlados respectivamente.
Os retificadores a diodo são encontrados em muitas aplicações, em geral como estágio de
entrada de fontes de potência, acionamento de máquinas, carregadores de baterias e outros.
Neste caso a tensão de saída do retificador não pode ser controlada.
Em algumas aplicações, tais como acionamento de máquinas CC, alguns acionamentos de
máquinas CA, controle de temperatura e sistemas de transmissão em corrente contínua, o
controle da tensão de saída se faz necessário. Nestas situações são utilizados retificadores
controlados. Os retificadores controlados serão estudados no Capítulo 4.
3.2 - Retificador Monofásico de Meia Onda
a) Carga Resistiva
O circuito deste retificador alimentando carga resistiva, bem como as principais formas de onda,
são mostrados na Figura 3.1. No semiciclo positivo da tensão de entrada, o diodo está polarizado
diretamente, logo o mesmo conduz e a tensão da fonte é aplicada sobre a carga. No semiciclo
negativo o diodo fica polarizado reversamente, logo se bloqueia, levando a tensão sobre a carga a
zero.
VS
t
+
VL
+
VS
iL
VD _
VMÉDIO
D1
+
R
-
t
IL
VL
_
t
VD
t
VS pico
Fig. 3.1 – Retificador a diodo em meia ponte e principais formas de onda.
21
A tensão média aplicada sobre a carga neste caso é:
VMEDIO = 0,45 × VS RMS
Onde VS
RMS
é o valor eficaz da tensão da fonte de entrada. Por exemplo, para uma tensão da
rede de 127V, a tensão de saída deste retificador será de 57V.
E a corrente média sobre na carga é dada por:
I MÉDIO =
0,45 × VS RMS
R
b) Carga RL
A estrutura do retificador monofásico de meia onda alimentando uma carga RL bem como as
formas de onda estão representadas na Figura 3.2.
+
VS
VD _
iL
t
D1
+
+
L
Vind
R
+
VR
_
VS
-
_
VL
IL
t
VL
VD
t
0°
π
β
2π
VS pico
3π
Fig. 3.2 - Retificador monofásico de meia onda alimentando carga RL e formas de onda.
Devido a presença da indutância, a qual provoca um atraso da corrente em relação a tensão, o
diodo não se bloqueia quando ωt = π. O bloqueio ocorre no ângulo
superior a
β (ângulo de extinção), que é
π. Enquanto a corrente de carga não se anula, o diodo se mantém em condução e a
tensão de carga, para ângulos superiores a π, torna-se instantaneamente negativa.
A presença da indutância causa uma redução na tensão média na carga, sendo que quanto maior
a indutância, maior será o valor do ângulo de extinção, com conseqüente redução da tensão
média de saída.
22
c) Carga RL com Diodo de "Roda-Livre"
Para evitar que a tensão na carga se torne
D1
L
instantaneamente negativa devido à presença
VS
da indutância, emprega-se o diodo de roda-
DRL
R
livre, também chamado de diodo de circulação,
diodo de retorno ou de diodo de recuperação. A
estrutura do retificador é apresentada na Figura
Fig. 3.3 - Retificador Monofásico de Meia
Onda com Diodo de "Roda-Livre"
3.3.
O retificador contendo o diodo de roda-livre possui duas etapas de funcionamento, representadas
na Figura 3.4.
iL
L
DRL
R
_
+
VR
_
iL
D1
VL
DRL
VS
+
Vind
L
_
R
+
VR
_
+
+
VS
+
Vind
-
D1
+
_
VL
Fig. 3.4 - Etapas de funcionamento para o retificador com diodo de "roda-livre".
A primeira etapa ocorre durante o semiciclo positivo da tensão VS de alimentação. O diodo D1
conduz a corrente de carga IL e o diodo DRL, polarizado reversamente, encontra-se bloqueado.
Nesta etapa a tensão na carga é igual à tensão de entrada.
A segunda etapa ocorre durante o semiciclo negativo da tensão VS. A corrente de carga, por ação
da indutância, circula no diodo de "roda-livre" DRL, polarizado diretamente nesta etapa. Em
conseqüência, o diodo D1 polarizado reversamente está bloqueado e a tensão na carga é nula.
O
diodo
de
roda-livre
permanece
em
VS
condução até que a corrente de carga caia
até zero. Isso se dá quando a energia
armazenada no indutor é completamente
t
VL
VMÉDIO
descarregada. As formas de onda estão
representadas na Figura 3.5.
IL
t
t
1° etapa
2° etapa
Fig. 3.5 - Formas de onda na carga.
23
Na Figura 3.5 apresentada, a corrente de carga se anula em cada ciclo de funcionamento do
retificador, nesta situação a condução é dita descontínua. Se a corrente na carga não se anula
antes do inicio do próximo ciclo, a condução é dita contínua. O fato de a condução tornar-se
contínua ou descontinua, é conseqüência da constante de tempo da carga. Para constantes de
tempo elevadas (L muito grande) a condução poderá ser contínua.
A condução contínua pode apresentar
VS
maior interesse prático, pois implica numa
redução do ripple (ondulação) de corrente
na carga. As formas de onda do retificador
t
VL
funcionando em condução contínua estão
IL
representadas na Figura 3.6.
t
Da mesma forma que no caso de uma
1° etapa
carga resistiva pura, a tensão média na
2° etapa
Fig. 3.6 - Formas de onda na carga para
condução contínua.
carga para o retificador de meia onda com
diodo de roda livre é dada por:
VMEDIO = 0,45 × VS RMS
Como o indutor é magnetizado e desmagnetizado a cada ciclo de funcionamento, conclui-se
portanto que o valor médio da tensão no indutor é nulo. Sendo assim, a tensão média na carga é
igual à tensão média na parcela resistiva. Daí:
I MÉDIO =
0,45 × VS RMS
R
Note então que o valor da indutância não altera o valor médio da corrente na carga. O efeito do
indutor é de filtragem da componente CA de corrente, ou seja, quanto maior o valor da indutância,
menor será a ondulação (ripple) da corrente. Comumente se diz que “o indutor alisa a corrente”.
Corrente e tensão nos diodos
1. A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de entrada
do retificador.
2. Os valores médios das correntes nos diodos podem ser considerados como iguais à
metade do valor calculado para a carga, quando a constante de tempo for elevada
(condução contínua).
24
3.3 - Retificador Monofásico de Onda Completa em Ponte
a) Carga Resistiva
Nesta configuração, também chamada de ponte monofásica, durante o semiciclo positivo da
tensão de entrada os diodos D1 e D4 conduzem corrente à carga e os diodos D2 e D3 estão
bloqueados. Já no semiciclo negativo, D2 e D3 passam a conduzir e D1 e D4 bloqueiam. Desta
forma a tensão sobre a carga é sempre positiva. A Figura 3.7 mostra as duas etapas de operação
deste retificador com as principais formas de onda.
D1
is
+
vs
D2
+
vR
-
vs
D3
t
D4
vR
VMÉDIO
is
+
D1
D2
+
t
vR
vs
D1 - D4
is
D3
D2 - D3
D1 - D4
D4
Fig. 3.7 – Retificador a diodo em ponte: etapas e principais formas de onda
O valor médio da tensão na carga é dado por:
VMÉDIO = 0,9 × VS RMS
E a corrente média na carga é obtida de:
I MÉDIO =
0,9 × VS RMS
R
Corrente e tensão nos diodos da ponte
1. A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de entrada
da ponte retificadora.
2. Os valores médios das correntes nos diodos são iguais à metade do valor calculado para a
carga.
25
As oscilações que aparecem na tensão sobre a carga, denominam-se “ripple”. Este ripple de
tensão pode ser reduzido com a inclusão de um filtro capacitivo, normalmente um capacitor
eletrolítico de alto valor em paralelo com a carga.
b) Filtro Capacitivo
As formas de onda da Figura 3.8 comparam a tensão na carga e a corrente na fonte nas duas
situações, com e sem o capacitor de filtro. Quanto maior a capacitância menor será o ripple. Como
o capacitor se mantém carregado, os diodos são polarizados somente quando a tensão da rede
ultrapassa o valor da tensão de saída sobre o capacitor, portanto durante pequenos intervalos de
tempo. Isto provoca correntes não senoidais na fonte de alimentação, gerando harmônicas que
reduzem o fator de potência e poluem o sistema elétrico.
VR
VR
iS
iS
(a)
(b)
Fig. 3.8 – Tensão de saída e corrente da rede para retificadores sem (a) e com (b) filtro capacitivo.
c) Carga RL
A ponte monofásica alimentando carga RL, bem como as principais formas de onda, estão
representados na Figura 3.9.
iL
D1
D2
L
vs
D3
D4
R
VS
+
vl
+
vR
-
t
VL
VL
IL
D1 - D4
D2 - D3
D1 - D4
Fig. 3.9 – Retificador em ponte monofásica alimentando carga RL e formas de onda..
26
t
Com o uso do indutor, pode-se obter uma corrente de carga menos ondulada. Assim, quanto
maior o valor da indutância, menor será o ripple de corrente.
As expressões para cálculo de tensão e corrente médias são as mesmas para carga resistiva.
d) Carga RLE
Em algumas aplicações, os retificadores alimentam cargas RLE, ou seja, cargas constituídas de
resistência, indutância e uma tensão CC. Como exemplo típico, cita-se um motor de corrente
contínua, cujo enrolamento de armadura pode ser representado eletricamente por uma
resistência, uma tensão contínua (tensão gerada ou contra-eletromotriz) e uma indutância.
Normalmente se utiliza um indutor em série com o motor para diminuir a ondulação da corrente. A
Figura 3.10 apresenta um retificador em ponte com carga RLE e as principais formas de onda.
vs
iL
t
D1
D2
vs
L
R
D3
D4
E
+
vl
+
vR
+
-
vL
VL
VMÉDIO
E
t
IL
Fig. 3.10 – Retificador em ponte alimentando carga RLE.
Considerando condução contínua, o que é assegurado pelo alto valor da indutância, a corrente na
carga nunca se anula. Assim, a forma de onda da tensão na carga (VL) não sofre alteração devido
à existência da tensão E. Sabendo que o valor médio da tensão na carga é dado por:
VL
MÉDIO
= 0,9 × VS RMS
E como a tensão média no indutor é zero, tem-se que:
VL
MÉDIO
= VR MÉDIO + E
Então, a corrente média na carga é dada por:
I L MÉDIO =
27
VL MÉDIO − E
R
3.4 - Retificadores Trifásicos
Na indústria onde a rede trifásica está disponível, às vezes é preferível utilizar retificadores
trifásicos, que são constituídos de três pontos de entrada, cada um conectado a uma das fases da
rede, sendo indicados para níveis maiores de potência (maior que 2kW). Nesta configuração, o
ripple de tensão e de corrente são menores, conseqüentemente os filtros serão menores. Além
disso, os retificadores trifásicos apresentam maior valor médio de tensão de saída.
3.4.1 - Retificador Trifásico de Meia Onda
D1
A estrutura apresentada na Figura 3.11
pode ser considerada uma associação de
A
três retificadores monofásicos de meia
onda. Cada diodo é associado a uma das
D2
B
fases da rede de alimentação trifásica.
Nesse
tipo
de
retificador,
também
conhecido como retificador com
ponto
médio, é indispensável o emprego do neutro
D3
R
C
+
vL
-
N
do sistema de alimentação.
Fig. 3.11 - Retificador trifásico com ponto médio.
As formas de onda deste retificador
vBN
vAN
alimentando uma carga resistiva estão
vCN
apresentadas na figura 3.12. Cada
diodo do retificador conduz durante um
intervalo de tempo que corresponde a
120 graus elétricos da tensão da rede,
sendo que o diodo em condução é
30°
150°
270°
390°
sempre aquele conectado à fase que
apresenta o maior valor de tensão
instantânea.
O valor médio da tensão na carga é
dado pela expressão:
VL
D1
D2
D3
Diodos
conduzindo
VMÉDIO = 1,17 × VRMS de FASE
Onde VRMS
de FASE
é o valor eficaz da
tensão de fase (entre fase e neutro).
28
Fig. 3.12 - Formas de onda do retificador de ponto médio.
O valor médio da corrente na carga é obtido de:
I MÉDIO =
VMÉDIO
R
Com o uso de um indutor em série com a carga resistiva, pode-se obter um ripple de corrente
ainda menor comparado com carga resistiva pura. Observa-se que as expressões para o cálculo
da tensão e corrente médias continuam sendo válidas para carga RL.
Corrente e tensão nos diodos
A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de linha (tensão
entre fases) aplicada na entrada do retificador. Por quê?(...)
V REVERSA = 2 ⋅ 3 ⋅ V
RMS de FASE
Como cada diodo conduz durante um terço do período, a corrente média nos diodos é dada por:
I D MÉDIA =
I MÉDIA NA CARGA
3
3.4.2 - Retificador Trifásico de Onda Completa
O retificador trifásico de onda
completa, apresentado na Figura
D1
3.13, é conhecido também como
D2
D3
VAN
ponte trifásica ou como Ponte de
estruturas
mais
empregadas
+
VBN
Graetz, se tratando de uma das
VL
N
-
VCN
industrialmente.
Este retificador apresenta seis
D4
D5
D6
etapas de operação ao longo de
um período da rede, sendo que
cada etapa é caracterizada por
Fig. 3.13 – Retificador trifásico de onda completa.
um par de diodos em condução.
Em cada instante a corrente da carga flui por um diodo da parte superior (D1, D2 ou D3) e um da
parte inferior (D4, D5, ou D6). A operação pode ser explicada assumindo as tensões nas três fases
conforme a seqüência mostrada na Fig. 3.14.
29
Como pode ser visto, a tensão da fase A é a maior das três entre o período de 30º a 150º levando
D1 a condução. A fase B é a maior de 150º a 270º, fazendo D2 conduzir. E a fase C é a maior entre
270º e 390º (ou 30º do próximo ciclo), o que provoca a condução de D3. De forma análoga, cada
diodo inferior da ponte conduz quando a fase ligada ao mesmo apresenta o menor valor
instantâneo dentre as três. Desta forma, pode-se constatar que a fase A tem menor tensão de
210º a 330º, fazendo D4 conduzir. A fase B de 330º a 450º (90º do próximo ciclo), o que faz D5
conduzir. E a fase C de 90º a 210º, levando D6 a condução. O resultado final dos estados de
condução são seis etapas de operação, tal que em cada etapa, dois diodos (um da parte superior
e um da parte inferior) estão conduzindo, como mostra a Fig. 3.14.
Em cada etapa de operação duas fases estão conectadas a carga, uma através de um diodo
superior e a outra através de um diodo inferior. A tensão de saída é dada pelo valor instantâneo
das tensões entre as fases conectadas à carga em cada uma das seis etapas de operação
mostradas, conforme mostra a Fig. 3.15.
V AN
30°
V BN
90°
150°
V CN
210°
270°
330°
390°
Diodos
cond uzindo
D1–D5 D1–D6 D2–D6 D2–D4 D3–D4 D3–D5
Fig. 3.14 - Tensões nas três fases e diodos em condução nas seis etapas.
VAC
VAB
VL
VBC
VBA
VCA
VCB
V MÉDIO
D1–D5 D1–D6 D2–D6 D2–D4 D3–D4 D3–D5
30°
90°
150°
210°
270°
330°
Diodos
conduzindo
390°
Fig. 3.15 – Forma de onda da tensão de saída de um retificador trifásico de onda completa.
30
Note que a freqüência da componente fundamental da tensão é igual a 6 vezes a freqüência das
tensões de alimentação. Ou seja, para a rede de 60Hz, a tensão de saída apresenta oscilação de
360Hz.
O valor médio da tensão de saída é dada por:
VL MEDIO = 2,34 × VRMS de FASE
Onde VRMS é o valor eficaz da tensão entre fase e neutro.
O valor médio da corrente de saída é:
I
MÉDIO
=
VL
MÉDIO
R
O ripple na corrente de carga pode ser reduzido ainda mais se for utilizado um indutor série.
Observa-se que as expressões para o cálculo da tensão e corrente médias continuam sendo
válidas para carga RL.
A máxima tensão reversa e a corrente média nos diodos são obtidas da mesma forma que no
retificador de ponto médio.
Entre as vantagens do retificador em ponte de Graetz sobre o retificador de ponto médio, citamse: maior tensão de saída (para uma mesma tensão de entrada); menor ripple da tensão de saída;
e maior freqüência da componente fundamental da tensão de saída (isso requer filtros de menor
peso e volume).
31
4. RETIFICADORES CONTROLADOS
Neste Capítulo serão apresentados os retificadores controlados usando SCR’s, enfocando o
funcionamento da parte de potência dos retificadores. Os circuitos de disparo dos SCR’s serão
apresentados no Capítulo 5.
4.1 - Retificador Monofásico Controlado de Meia Onda
Se substituirmos o diodo do retificador de meia onda por um SCR, tem-se um retificador
controlado, o qual permite variar a tensão de saída.
a) Carga Resistiva
O circuito e as formas de onda do retificador monofásico de meia onda a tiristor estão
representados na figura 4.1.
VS
2 ≡ 0°
VL
0°
π
αd
VMÉDIO
iL
VT
-
t
+
R
VS
t
_
+
+
iMÉDIO
VT
iG
T1
t
IL
Circuito
de
disparo
sincronismo
t
π
VL
VS pico
iG
_
t
αd
αd
Fig. 4.1 - Retificador monofásico de meia onda a tiristor e principais formas de onda.
No semiciclo positivo da tensão de entrada VS o SCR está diretamente polarizado, entretanto o
mesmo não conduz, pois é necessária a aplicação de um pulso de corrente entre os terminais
gate e catodo para que ele entre em condução. Assim, no intervalo (0, α) o SCR encontra-se
bloqueado e a tensão de carga é nula.
Transcorrido um certo ângulo αd (ângulo de disparo) após a passagem da tensão Vs por zero, o
circuito de disparo aplica um pulso de corrente (IG) entre os terminais gate e catodo do SCR
provocando seu disparo. Com isso, a tensão na carga passa ser igual à tensão de entrada.
32
Como a carga é resistiva, a forma de onda de corrente segue a forma de onda de tensão. No
instante em que a tensão de alimentação e conseqüentemente a tensão na carga passam por
zero, a corrente de carga também se anula provocando o corte do SCR.
No intervalo (π, 2π) a tensão da fonte torna-se negativa e o SCR se mantém bloqueado. Portanto,
durante este intervalo, a tensão e corrente de carga permanecem nulas. Somente no próximo
ciclo, quando for atingido o ângulo de disparo αd, é que ocorre o disparo e o processo se repete.
Observa-se então, que variando-se o ângulo de disparo αd varia-se a tensão média de carga.
Sendo VL MÉDIO a tensão média na carga, esta pode ser obtida pela expressão:
VL
MEDIO
= 0,225 ⋅ VS RMS ⋅ (1 + cos α d )
Onde VS RMS é a tensão eficaz de entrada.
As variações extremas ocorrem quando:
αd = 0°, então tem-se que: VL MÉDIO = 0,45VS RMS (semelhante ao retificador não controlado);
αd = π (180°), onde tem-se que: VL MÉDIO = 0.
Na figura 4.2 está representada graficamente a tensão média na carga em função do ângulo de
Tensão média de saída
(p.u.)
disparo αd.
0,450
VL
Mèdio
VS
RMS
0,225
0,000
0
90
180
Ângulo de disparo em graus
Fig. 4.2 – Gráfico representativo da tensão na carga em função de αd, para um retificador
monofásico controlado de meia onda com carga resistiva.
Note que a tensão média de saída é dada em p.u. (valor por unidade). Assim, este gráfico pode
ser utilizado para qualquer valor de tensão de entrada. Por exemplo: se o ângulo de disparo for
90°, pelo gráfico se obtém o valor 0,225. Então, para uma tensão eficaz de entrada de 127V, a
tensão média de saída será 0,225 x 127V = 28,5V.
33
b) Carga RL
O circuito e as formas de onda para carga RL estão representados na figura 4.3.
VS
iG
T1
+
iL
VL
L
-
t
2π
IL
VMÉDIO
VL
VS
β
π
0°
R
t
iG
t
αd
αd
Fig. 4.3 - Retificador de meia onda a tiristor alimentando carga RL.
Com carga RL o ângulo de extinção β da corrente através do SCR é maior que π. Desta forma,
enquanto a corrente através do SCR (corrente de carga) não se anula, a tensão na carga se
mantém igual à da fonte. Observa-se neste caso que, sendo o ângulo de extinção β maior que π, a
tensão de carga assume valores negativos. Como conseqüência, o valor médio da tensão na
carga se reduzirá, em relação àquele para carga puramente resistiva.
A tensão média na carga depende da tensão de entrada, do ângulo de disparo α e do ângulo de
extinção β. O ângulo β, por sua vez, depende da carga. Portanto, ao se variar a carga varia-se
também a tensão média na mesma. Esta dependência do valor médio da tensão na carga, com a
própria carga, torna-se um grande inconveniente para esta estrutura retificadora.
c) Carga RL com diodo de “Roda Livre”
O circuito e as formas de onda para o retificador de meia onda com diodo de circulação estão
representados na Figura 4.4.
No intervalo (0, αd) o SCR encontra-se bloqueado, sendo assim a tensão de carga é nula. No
instante correspondente ao ângulo αd, o SCR é disparado por ação da corrente de gatilho IG.
Assim, no intervalo (α, π) a tensão na carga é igual à tensão da fonte.
No instante em que a tensão da fonte passa por zero, e na eminência da tensão na carga se
tornar negativa, o diodo de retorno é polarizado diretamente desviando a corrente de carga e
fazendo com que o SCR bloqueie. A corrente passa a circular pelo diodo, decaindo
exponencialmente, e a tensão na carga se mantém nula.
34
VS
iG
iL
VL
T1
VMÉDIO
DRL
VS
-
t
2π
IL
L
+
β
π
0°
VL
T1
iG
R
t
DRL
t
αd
αd
Fig. 4.4 - Retificador monofásico de meia onda a tiristor com diodo de circulação.
Se o ângulo de disparo for elevado, é provável que a corrente se anule antes do próximo disparo,
caracterizando condução descontínua. Da mesma forma ocorre quando a carga apresenta baixa
constante de tempo L / R, ou em outras palavras, se a carga for ‘pouco indutiva’. Por outro lado,
para baixos ângulos de disparo e cargas com elevada constante de tempo, possivelmente a
condução será contínua.
Seja a expressão seguinte para o calculo do valor médio da tensão na carga.
VL
MEDIO
= 0,225 ⋅ VS RMS ⋅ (1 + cos α d )
Note que esta expressão é a mesma utilizada para o retificador de meia onda com carga resistiva
pura. Portanto, agora o valor médio da tensão na carga independe do ângulo de extinção β, ou
seja, independe da carga. Desta forma, para uma dada carga indutiva, o diodo de circulação
provoca um aumento no valor médio da tensão na carga, em relação à estrutura sem este diodo.
4.2 - Retificador Monofásico Controlado de Onda Completa em Ponte
a) Carga resistiva
O retificador, também chamado de ponte monofásica controlada, é formado por quatro SCR’s que
são comandados aos pares: T1-T4 e T2-T3, como mostra a Figura 4.5.
Quando a tensão de entrada é positiva, os SCR’s T1 e T4 podem ser disparados, permitindo um
caminho para a corrente circular entre a fonte e a carga. Com carga resistiva, a corrente chega a
zero junto com a tensão, neste instante este par de tiristores é cortado.
No semiciclo negativo da rede, os SCR’s T2 e T3 conduzem a partir do pulso de gatilho, desta
forma a corrente de carga permanece unidirecional, mesmo que a fonte seja alternada.
35
VS
T1
T2
2 ≡ 0°
+
+
-
t
VL
vL
vs
π
π
0°
VMÉDIO
-
T1 - T4
T2 - T3
T1 - T4
t
iG
T3
T4
t
αd
αd
αd
Fig. 4.5 – Retificador monofásico controlado em ponte e formas de onda.
A variação da tensão de saída é obtida variando-se o ângulo de disparo αd dos SCR’s. A tensão
média na carga é dada pela expressão a seguir, onde VS
RMS
é o valor eficaz da tensão de
entrada.
VL
MEDIO
= 0,45 ⋅ VS RMS ⋅ (1 + cos α d )
b) Carga RL
Na Figura 4.6a estão representadas as formas de onda de tensão e corrente na carga quando a
ponte de SCR’s alimenta uma carga RL. Devido ao atraso da corrente em relação à tensão,
quando esta passa por zero a corrente ainda circula pelos SCR’s e a carga, e enquanto a corrente
não se anula, a tensão de carga se mantém igual à da fonte. Quando a corrente se anular, o par
de SCR’s em condução é cortado, e a tensão na carga se anula. Essa permanecerá nula até que
ocorra o próximo disparo provocando a condução do outro par de SCR’s.
VL
VL
IL
IL
t
t
T1 - T4
T1 - T4
T2 - T3
T1 - T4
T1 - T4
T2 - T3
iG
iG
t
t
αd
αd
(a)
αd
αd
αd
αd
(b)
Fig. 4.6 – Formas de onda para carga RL; (a) em condução descontínua, e (b) em condução
contínua.
36
Como a corrente se anula antes da ocorrência do próximo disparo, a condução é descontínua.
Se a indutância L for grande o suficiente para que a corrente não se anule antes do próximo
disparo, a condução é dita como contínua. A Figura 4.6b apresenta as formas de onda para este
caso. A condução contínua é possível para cargas com alta constante de tempo (L/R) e baixos
ângulos de disparo (inferiores a 90°, por quê?...)
4.3 - Retificador Monofásico Semicontrolado
É possível economizar em componentes, substituindo dois SCR’s da ponte monofásica controlada
por dois diodos como mostra a Figura 4.7. O retificador obtido é conhecido como retificador
monofásico semicontrolado, ou também como ponte monofásica semicontrolada, ou ainda como
ponte monofásica mista.
Vs
T1
D1
T2
D2
carga
T2
carga
T1
Vs
DRL
D1
D2
(a)
(b)
Fig. 4.7 – Possibilidades para ponte mista;(a) simétrica, (b) assimétrica.
O funcionamento do retificador semicontrolado é semelhante ao do controlado, sendo que a
diferença está no instante de bloqueio. A Figura 4.8 apresenta as formas de onda e as quatro
etapas de operação da ponte mista do tipo simétrica para carga RL.
Etapa 1: No instante correspondente ao ângulo de disparo αd, durante o semiciclo positivo da
tensão de entrada, o SCR T1 é disparado permitindo que a corrente IL circule por ele e pelo diodo
D2. Nesta etapa a tensão de saída é igual à tensão de entrada.
Etapa 2: Quando a tensão de entrada passa por zero e na eminência de assumir valores
negativos, o diodo D1 fica diretamente polarizado entrado em condução. Em conseqüência, o
diodo D2 fica reversamente polarizado, entrando em corte. A corrente de carga passa a circular
por T1 e D1 mantendo a tensão na carga nula. Dependendo da natureza da carga, a corrente pode
chegar a zero antes do próximo disparo.
Etapa 3: no semiciclo negativo de VS, quando T2 é disparado, T1 é cortado e a corrente da carga é
conduzida por T2 e o diodo D1, mantendo a tensão na saída positiva.
37
Etapa 4: Quando a tensão de entrada passa por zero e na eminência de assumir valores positivos,
o diodo D2 entra em condução e o diodo D1 é cortado. A corrente de carga passa a circular por T2
e D2 mantendo a saída com tensão nula.
No caso de carga resistiva pura, como a corrente se anula junto com a tensão, as etapas 2 e 4
não ocorrem, já que o SCR em condução é cortado evitando estas etapas.
iL
VL
T1-D2
(1)
iG
T1-D1 T2-D1
(2)
(3)
T2-D2
T1-D2
(4)
(1)
t
etapas
t
αd
αd
αd
iL
T1
iL
T2
T1
T2
L
L
VL
R
D1
+
_
+
_ VS
VL
VS
R
D1
D2
etapa (1)
D2
etapa (2)
iL
T1
iL
T2
T1
T2
L
L
VL
VS
+
V
_ S
VL
+
_
R
D1
D2
etapa (3)
R
D1
D2
etapa (4)
Fig. 4.8 – Formas de onda e etapas de operação da ponte mista.
Considerando que T1 esteja em condução, note que se T2 não for disparado, e supondo que T1
continue a conduzir, em função da elevada constante de tempo elétrica da carga (carga muito
indutiva), no próximo semiciclo positivo, a fonte será novamente acoplada à carga através de T1 e
D2 fornecendo-lhe mais corrente. Ou seja, a simples retirada dos pulsos de disparo não garante o
desligamento entre carga e fonte. Para que isso ocorra é necessário diminuir o ângulo de disparo
para que a corrente se torne descontínua e assim T1 corte. Obviamente o mesmo comportamento
38
pode ocorrer com respeito ao outro par de componentes. Isto pode ser evitado pela inclusão do
diodo de roda livre DRL, o qual entrará em condução quando a tensão de entrada se inverter,
cortando o SCR e o diodo que estavam em condução.
A vantagem da montagem assimétrica é que os catodos dos SCR’s estão em ponto comum, de
modo que os sinais de disparo podem estar num mesmo potencial.
No caso da ponte mista assimétrica, como existe um caminho de livre circulação formado pelos
diodos D1 e D2, toda vez que a fonte de entrada inverte a polaridade, a corrente de carga é
conduzida pelos diodos,
levando ao corte o SCR que estava em condução. Assim, a ponte
assimétrica não apresenta o problema mencionado, o que dispensa o uso do diodo DRL.
A tensão média de saída numa ponte mista monofásica é dada pela expressão abaixo.
VL
MEDIO
= 0,45 ⋅ VS RMS ⋅ (1 + cos α d )
4.4 - Retificador Trifásico Controlado de Meia Onda
a) Carga resistiva
T1
O circuito deste retificador, conhecido também como
A
retificador trifásico controlado de ponto médio, está
T2
representada na Figura 4.9.
B
O funcionamento do retificador controlado é similar
ao retificador não controlado, a diferença está na
entrada
em
condução
dos
semicondutores
de
T3
C
R
potência. Isto faz com que se torne possível variar o
valor da tensão de saída.
Seja a Figura 4.10a, na qual estão representadas as
formas de onda das três fases e a tensão na carga
N
Fig. 4.9 - Retificador trifásico de ponto
médio.
para ângulo de disparo igual a zero. Observe que para o retificador trifásico, o ângulo de disparo é
nulo quando duas ondas de tensão se interceptam e não quando a tensão passa por zero, como é
o caso dos retificadores monofásicos. Percebe-se que o SCR T1, por exemplo, somente pode
conduzir após os 30o da fase A. Isso se deve ao fato de que antes dos 30° desta fase, T1 está
reversamente polarizado, logo impossibilitado de conduzir. Portanto, os disparos dos tiristores
devem ser sincronizados com a rede e atrasados de 30º para possibilitar qualquer variação da
tensão de saída.
Nas Figuras 4.10b e 4.10c estão apresentadas formas de onda de tensão de saída para ângulos
de disparo 30° e 60° respectivamente.
39
(a)
VAN
VBN
VCN
VAN
T1
T2
T3
T1
30°
T3
VAN
VAN
VBN
VBN
0°
0°
VCN VCN
VAN
0°
(b)
T3
T1
α = 30°
T2
α = 30°
T3
T1
α = 30°
|−−| α = 30°
VAN
VBN
VCN
α = 60°
α = 60°
α = 60°
T3
T1
T2
VAN
(c)
T3
T1
Fig. 4.10 - Tensão na carga para o retificador de ponto médio.
(a) α = 0o; (b) α = 30o; (c) α = 60°
40
A tensão média na carga pode ser representada graficamente pela curva a seguir.
VL
Tensão média na
carga. (p.u.)
VS
Médio
RMS _ FASE
1,17
1,00
0,75
0,50
0,25
0,00
0
30
60
90
120
150
Fig. 4.11 - Tensão média na carga em função de α para carga resistiva.
Observações:
1) Quando αd = 0o, obtém-se resultado semelhante ao retificador a diodo, onde VL
MEDIO
= 1,17
VSRMS , que é o maior valor de tensão média na carga;
2) Quando α = 150o, tem-se VL medio = 0.
b) Carga RL
O retificador de ponto médio alimentando carga RL pode apresentar condução contínua ou
descontínua, dependendo da carga e do ângulo de disparo.
A Figura 4.12 mostra a tensão na carga em condução contínua. Como a corrente na carga não se
anula, a tensão na carga assume valores negativos até que ocorra o próximo disparo.
Fig. 4.12 – Tensão na carga para carga RL em condução contínua.
Para evitar que a tensão na carga assuma valores instantaneamente negativos, utiliza-se um
diodo de roda-livre em antiparalelo com a carga, permitindo a circulação de corrente mantendo a
tensão na carga nula.
41
4.5 - Retificador Trifásico Controlado de Onda Completa
a) Carga Resistiva
Também conhecido como ponte trifásica controlada, este retificador está apresentado na figura
4.13. Como é possível atrasar a entrada em condução dos SCR’s pode-se variar o valor da tensão
de saída.
T1
T3
T2
V AN
+
V BN
N
R
VL
V CN
T4
-
T6
T5
Fig. 4.13 – Retificador trifásico controlado em ponte com carga resistiva.
Tensão média na carga.
(p.u.)
O valor médio da tensão na carga está representado graficamente na figura 4.14.
VS
VL
2,34
Médio
RMS _ FASE
2,0
1,5
1,0
0,5
0,0
0
30
60
90
120
Fig. 4.14 - Tensão média de carga para carga resistiva.
Observações:
1) Quando α = 0o, obtém-se resultado semelhante ao retificador a diodo, onde VL MEDIO = 2,34 VS
RMS ,
que é o valor máximo da tensão média de carga;
2) Quando α = 120o, tem-se VL medio = 0.
42
A tensão de saída é dada pela diferença entre duas fases, uma que se conecta a carga através de
um SCR da parte superior da ponte, e outra através de um SCR da parte inferior.
Considerando seqüência de fase ABC, a seqüência das tensões que surgirão na saída é Vab –
Vac – Vbc – Vba – Vca – Vcb, como mostra a Figura 4.15. A partir daí, se estabelece a seqüência
com que os seis SCR’s são disparados, a saber: T1 – T6 – T2 – T4 – T3 – T5. Esta seqüência de
disparo ocorre a cada ciclo de rede, resultando em um disparo a cada 60°.
Na figura 4.15 estão representadas as formas de onda de tensão de carga para 3 ângulos de
disparo diferentes.
Assim como no retificador trifásico controlado de ponto médio, os disparos dos tiristores devem
ser sincronizados com a rede e atrasados em 30º para possibilitar qualquer variação da tensão de
saída. Sendo assim, o SCR T1 por exemplo, somente poderá ser disparado após passados os
30° da fase A, pois antes deste instante o mesmo estará reversamente polarizado.
Como na ponte trifásica o neutro do sistema está ausente, é conveniente nos referirmos às
tensões de linha (fase-fase) ao invés de tensões de fase. Desta forma, no mesmo exemplo, no
instante em que a fase A passa pelos 30°, a tensão Vab passa pelos 60°(30° de defasamento).
Assim, o disparo de T1 só será possível após os 60° da tensão Vab (que é o mesmo que 30° após
a passagem da fase A por 0°).
43
Vcb
Vab
Vac
Vbc
Vba
Vca
Vcb
Vab
Vac
SCR’s EM
CONDUÇÃO
SEQÜÊNCIA
DE DISPARO
Fig. 4.15 – Formas de onda de tensão na carga para diferentes valores de α.
44
b) Carga RL
A ponte trifásica controlada alimentando carga RL pode apresentar condução contínua ou
descontínua, dependendo da carga e do ângulo de disparo.
A Figura 4.16 mostra a tensão na carga em condução contínua para ângulo de disparo de 75°.
Como a corrente na carga não se anula, a tensão na carga assume valores negativos até que
ocorra o próximo disparo.
Vab
75°
0°
Fig. 4.16 - Tensão de saída para carga RL em condução contínua.
Para evitar que a tensão na carga assuma valores instantaneamente negativos pode ser utilizado
um diodo de roda-livre em anti-paralelo com a carga, permitindo a circulação de corrente
mantendo a tensão na carga nula.
4.6 - Retificador Trifásico Semicontrolado
Uma alternativa mais simples para um retificador trifásico de onda completa que possibilita
variação de tensão de saída é o retificador semicontrolado ou ponte trifásica mista, que esta
apresentada na Figura 4.17.
Em muitas aplicações é recomendável o emprego da ponte mista em substituição à ponte
completa. Isto reduz o custo da implementação da estrutura, por utilizar circuitos de disparo mais
simples e utilizar apenas 3 SCR’s.
45
T1
T3
T2
VAN
+
VBN
N
R
VL
-
VCN
D1
D3
D2
Fig. 4.17 – Retificador Trifásico Semicontrolado.
A Figura 4.18 mostra a forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 30°, bem
como as etapas de operação.
Vab
Vcb
Vac
0°
α = 30°
T3
D2
Vbc
Vba
Vca
0°
0°
α = 30°
α = 30°
T1
T2
D3
Vcb
T3
D1
T1
D2
Fig. 4.18 – Forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 30°.
Para ângulos de disparo inferiores a 60° a condução de corrente é sempre contínua, pelo fato da
tensão na carga nunca assumir valor nulo.
Para ângulo de disparo superior a 60°, a tensão na carga atinge valor nulo antes da ocorrência do
próximo disparo, o que provoca condução descontínua no caso de carga resistiva.
A Figura 4.19 mostra a forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 90°.
46
Vcb
Vab
Vac
Vbc
Vba
Vca
Vcb
0°
α = 90°
T3
T3
T1
T1
T2
T2
T3
D2
D3
D3
D1
D1
D2
D2
etapas em caso de
carga indutiva
Fig. 4.19 – Forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 90°.
É importante destacar que, mesmo para operação com carga indutiva, não é possível a obtenção
de valores médios negativos de tensão na carga, uma vez que existirá sempre, para
α > 60o, um
intervalo de condução conjunta entre SCR e diodo de um mesmo "braço" do retificador que,
associados em série, levarão a tensão instantânea na carga a ser nula (roda livre da corrente de
carga).
Assim como ocorre na ponte mista monofásica, é comum o emprego de um diodo de roda-livre em
antiparalelo com a carga quando a mesma for indutiva. A sua finalidade é evitar a possibilidade de
não desligamento entre carga e fonte quando forem inibidos os pulsos de disparo. Pode ocorrer,
no caso de carga muito indutiva, de ultimo SCR a ser disparado permanecer conduzindo
mantendo etapas de condução indesejadas com os diodos inferiores da ponte. O uso do diodo de
roda-livre permite um caminho de livre circulação de corrente, o que evita a etapa de condução
entre o SCR e o diodo de um mesmo braço, assim se garante que o SCR será cortado e evita-se
o problema mencionado.
A tensão média na carga para uma ponte trifásica semicontrolada é dada pela expressão:
V L MÉDIO = 1,17 ⋅ V RMS _ DE _ FASE ⋅ (1 + cos α )
47
4.7 - Sincronismo de Retificadores Trifásicos
Como já foi discutido em relação a retificadores trifásicos, os disparos dos SCR’s devem ser
sincronizados com a rede e atrasados de 30º .
Em circuitos de disparo para retificadores trifásicos, o sincronismo pode ser obtido utilizando
tensões de linha como referência, de modo a obter essa defasagem de 30°.
O uso do diagrama fasorial facilita a compreensão do sincronismo. Vejamos a Figura 4.20, na qual
estão representados os fasores das fases A, B e C e das tensões de linha Vac, Vba e Vcb,
considerando seqüência de fase ABC.
VC
VCB
-VB
SEQ. ABC
w
30°
-VA
VA
30°
VBA
30°
ref.
VAC
VB
-VC
Fig. 4.20 – Diagrama fasorial e sincronismo.
Note que a tensão Vac está atrasada 30° em relação à fase A. Assim, quando Vac passar por 0°,
a fase A está avançada em 30°. Deste modo, podemos utilizar a tensão Vac como referência de
sincronismo para os SCRs ligados à fase A (T1 e T4).
Do mesmo modo, os disparos dos SCRs T2 e T5, que estão ligados à fase B, devem estar
sincronizados com a tensão Vba, a qual está atrasada 30° em relação à fase B.
E de forma semelhante os disparos de T3 e T6 devem ser sincronizados com Vcb, a qual está
atrasada 30° em relação à fase C.
48
4.8 - Acionamento de Motores CC Com Retificadores
Com o aparecimento dos motores de indução e seu crescente uso em aplicações industriais, além
do barateamento e aprimoramento das técnicas de controle, a utilização de motores de indução é
cada vez mais atrativa. Entretanto, um número elevado de motores CC é ainda construído em
função de suas características, apropriadas para muitos acionamentos em velocidade variável.
Entre as vantagens no uso de motores CC citam-se: o elevado torque de partida, ideal para fins
de tração elétrica; o controle preciso de velocidade; maior simplicidade e menor custo dos
sistemas de controle em relação aos requeridos para motores de indução.
O tipo de acionamento a ser empregado depende de, entre outras coisas, potência requerida,
fonte disponível(1Φ ou 3Φ ), ondulação de corrente permitida no motor, se o sistema é reversível
ou não, e se há necessidade de regeneração.
De modo geral, os retificadores controlados monofásicos são restritos a potências menores que
2kW, acima deste valor o retificador trifásico é normalmente utilizado.
A Figura 4.21 mostra o esquema básico de controle de velocidade de um motor CC com excitação
independente.
A
B
A
C
Lfiltro
Circuito de
Disparo
Va
C
If
Ia
Retificador
Controlado
B
MCC
Vf
Retificador
não
Controlado
Ajuste de
Velocidade
Fig. 4.21 – Sistema básico de controle de velocidade de um motor CC.
Neste sistema é utilizado um retificador controlado (ou semicontrolado) para alimentar o circuito
de armadura, possibilitando variar a tensão e conseqüentemente a velocidade. O circuito de
campo é alimentado por um retificador não controlado.
49
A utilização de um retificador semicontrolado para alimentar o circuito de armadura, implica em
menor custo e maior simplicidade. Na maioria das vezes esta estrutura é a escolhida, atendendo a
necessidade do sistema.
Em sistemas onde há necessidade de reversão de velocidade, pode-se utilizar o esquema da
Figura 4.22.
L filtro
Retificador
Controlado
MCC
Fig. 4.22 – Sistema reversível usando chaves contatoras.
Neste sistema, quando houver a necessidade de inverter o sentido da velocidade, o disparo dos
SCRs deve ser atrasado ou inibido de modo que a corrente se anule. Após isso, o contator é
acionado para inverter a polaridade da tensão de armadura e conseqüentemente o sentido de
rotação do motor.
4.9 – Acionamento de Motores CC em Quatro Quadrantes
Um tipo de classificação de conversores estáticos é quanto ao numero de quadrantes de
operação. As duas principais grandezas a considerar quando tratamos de motores CC são a
velocidade (proporcional à tensão induzida na armadura - Eg) e o conjugado (proporcional à
corrente de armadura - Ia). Combinando estas grandezas, têm-se quatro quadrantes de operação,
como mostra a Figura 4.23.
No primeiro quadrante, caracterizado por velocidade e conjugado positivos, o motor opera na
região motora direta.
No segundo quadrante a velocidade é positiva, porém o conjugado se opõem a ela,
caracterizando a frenagem no sentido direto.
No terceiro quadrante, velocidade e conjugado são negativos, o que caracteriza a região motora
reversa.
No quarto quadrante, a velocidade é negativa e o conjugado é contrário a ela, o que provoca uma
frenagem no sentido reverso.
50
Velocidade
(Eg)
2° Q
frenagem
direta
1° Q
motora
direta
Conjugado
(Ia)
motora
reversa
3° Q
frenagem
reversa
4° Q
Fig. 4.23 – Quadrantes de operação de um motor CC
4.9.1 - Funcionamento da Ponte Completa Como Retificador ou Inversor
Sabe-se que os retificadores totalmente controlados quando alimentam cargas indutivas
apresentam tensão instantaneamente negativa na saída. Consideremos a operação da ponte
completa monofásica no modo de condução contínuo. Assim, sabe-se que a corrente de carga
não se anula antes da ocorrência do próximo disparo. Deste modo, sempre um par de tiristores
estará conduzindo (T1 e T4 no semiciclo positivo; T2 e T3 no semiciclo negativo).
Como estamos tratando do acionamento de motor CC, o mesmo será representado como uma
carga RLE.
Se o ângulo de disparo for menor que 90°, a tensão média na saída será positiva. Nesta
situação, a carga (motor) está recebendo energia proveniente da fonte. A Figura 4.24 mostra esta
situação. Como o fluxo de potência vai da fonte (CA) para a carga (CC), a ponte opera como um
retificador.
E
Fig. 4.24 – Ponte monofásica com carga RLE operando como retificador: 0 < α < π /2.
51
Agora considere que o ângulo de disparo é maior que 90°, como mostra a Figura 4.25. Neste caso
a tensão média na saída da ponte será negativa. Sendo assim, a carga (motor) fornece energia
para a fonte. Como o fluxo de potência vai da carga (CC) para a fonte (CA), a ponte opera como
inversor.
_
E
+
Fig. 4.25 – Ponte monofásica com carga RLE operando como Inversor: π /2 < α < π.
Na operação da ponte como inversor, o motor está na região de frenagem transferindo a energia
cinética do eixo para a fonte CA. Este tipo de frenagem é chamada frenagem regenerativa.
A partir do exposto percebe-se que a ponte completa permite a operação em dois quadrantes.
Quando a ponte funciona como retificador, o motor está na região motora direta, ou seja no 1°
quadrante (tensão e corrente positivas).
Na operação da ponte como inversor, o motor opera no 4° quadrante (tensão negativa e corrente
positiva), está ocorrendo uma frenagem reversa. Note que a polaridade da fonte E é negativa,
simbolizando que o motor está girando no sentido reverso.
4.9.2 – Acionamento por Conversores Duais
Uma solução para o acionamento de motores CC com velocidade variável em quatro quadrantes
são os Conversores Duais, como mostrado na Figura 4.26.
O conversor dual é originado pela associação em antiparalelo de dois retificadores totalmente
controlados. Estes retificadores podem ser trifásicos ou a ponte monofásica.
52
A
B
C
A
Ia
C
If
Ib
L
L
+
Va
B
VM MCC
_
IM
L
Vb
Vf
L
Estrutura A
Estrutura B
Fig. 4.26 – Acionamento de motor CC com conversor dual.
Cada estrutura (A e B) possibilita a operação em dois quadrantes de operação, totalizando quatro
quadrantes.
A estrutura A é capaz de fornecer corrente positiva e tensão tanto positiva como negativa para o
motor, assim permite a operação no 1° (motora direta) e 4°(frenagem reversa) quadrantes.
Já a estrutura B fornece corrente negativa, e tensão em ambos os sentidos, possibilitando
operação no 2°(frenagem direta) e 3°(motora reversa) quadrantes.
As estruturas podem operar isoladas ou simultaneamente. No caso isolado, quando uma estrutura
estiver funcionando, os pulsos de disparo da outra estrutura são inibidos. Para inverter o sentido
de rotação, a estrutura que opera é inibida, e a outra entra em funcionamento provocando a
inversão de rotação.
Na operação simultânea das estruturas, estas fecham uma malha contendo os indutores. Como a
tensão média nos indutores é nula, então as tensões médias de saída dos retificadores devem ser
iguais com sinais opostos (Va
Médio
= - VbMédio). Esta condição é garantida através de uma relação
entre os ângulos de disparo dos dois retificadores:
α A + α B = 180°
Se esta relação não for satisfeita, a diferença entre os valores médios de tensão faz crescer uma
corrente de circulação entre as estruturas. Tal corrente crescerá indefinidamente até provocar
danos aos retificadores.
Embora se garanta que as tensões Va e Vb tenham mesmo valor médio, o mesmo não ocorre
com os valores instantâneos. Assim, devido esta diferença de potencial entre os retificadores
surge uma corrente de circulação entre os mesmos. Para limitar esta corrente se utilizam os
indutores, que além desta função servem como filtro diminuindo o ripple de corrente no motor.
53
O conversor dual permite o controle de velocidade, reversão e frenagem regenerativa.
Quando o motor funciona na região motora direta, a estrutura A opera como retificador fornecendo
energia para o motor. Então se têm que:
αA < 90° e αB > 90°
Nesta situação, a estrutura A fornece tensão e corrente positivas para o motor (VM > 0, IM > 0). Já
a estrutura B não processa energia.
Com a elevação do ângulo de disparo αA (e diminuição de αB )ocorre uma redução de velocidade
através de uma frenagem direta, situação em que a estrutura B opera como inversor, transferindo
energia do motor para a rede CA (regeneração). Neste caso, a estrutura B fornece tensão positiva
e corrente negativa para o motor (VM > 0, IM < 0), e a estrutura A não processa energia.
Para funcionamento na região motora reversa, têm se que a estrutura B opera como retificador
fornecendo energia para o motor. Daí:
αB < 90° e αA > 90°
Nesta situação, a estrutura B fornece tensão e corrente negativas para o motor (VM < 0, IM < 0), e
a estrutura A não processa energia.
Para reduzir a velocidade, provocando uma frenagem reversa deve-se elevar o ângulo de disparo
αB (e diminuir αA ), deste modo a estrutura A opera como inversor, transferindo energia do motor
para a rede CA (regeneração). Nesta situação, a estrutura A fornece tensão negativa e corrente
positiva para o motor (VM < 0, IM > 0), e a estrutura B não processa energia.
54
55
5. CIRCUITOS DE DISPARO
5.1 – Introdução
Como foi tratado no Capítulo 2, o meio mais comum para levar um SCR à condução é a aplicação
de uma corrente entre os terminais gate e catodo. O fabricante do componente estabelece uma
série de especificações de disparo, entre elas: corrente de gatilho, tensão de gatilho e tempo de
disparo. Assim, o circuito de disparo deve:
Considerar as variações das características do componente dentro dos limites
estabelecidos pelo fabricante;
Não exceder as especificações de tensão, corrente e potência de gatilho;
Assegurar que o disparo não ocorra quando não desejado, através de sinais ruidosos.
Assegurar que o disparo ocorrerá quando desejado.
Permitir variação do ângulo de disparo.
O disparo pode ser feito com a aplicação de corrente contínua entre gate e catodo, entretanto esta
alternativa provoca um aquecimento do componente devido à potência dissipada na junção gatecatodo. Assim, maiores cuidados devem ser tomados no projeto considerando a especificação da
máxima potência de gatilho.
Uma forma de reduzir a potência dissipada no gatilho é o disparo por pulsos, além de possibilitar a
isolação entre o circuito de disparo e o dispositivo. A isolação elétrica, obtida por transformadores
de pulso ou acopladores óticos, permite que uma única fonte de sinal forneça os pulsos
necessários para o disparo de vários tiristores.
5.2 - Circuito de Disparo Com Sinais CA
Os circuitos mais simples utilizam a própria fonte CA para produzir os disparos dos tiristores.
A figura 5.1a apresenta um circuito aplicado no controle de potência na carga usando o SCR. O
ângulo de disparo é ajustado através do potenciômetro. Este circuito permite o controle do ângulo
de disparo somente até 90°, assim, o controle de tensão na carga não é completo.
Uma maneira de resolver este problema é mostrada na figura 5.1b. A idéia é atrasar a tensão que
irá comandar o disparo do tiristor. Desta forma, a tensão de disparo irá ocorrer mais tarde no
semiciclo positivo.
56
carga
carga
R1
R1
SCR
Pot
SCR
Pot
VCA
VCA
D2
D
D1
C
(a)
(b)
Fig. 5.1 – Circuitos de disparo de SCR usando a rede CA.
Da mesma forma, o ângulo de disparo é variado através do potenciômetro. O diodo D1 garante
que só haverá corrente de gatilho no semiciclo positivo da tensão da rede, evitando perdas
desnecessárias no gatilho do SCR quando este estiver bloqueado. O diodo D2 conduz no
semiciclo negativo carregando o capacitor C1 com tensão negativa. Isso garante que, em cada
semiciclo positivo, o capacitor comece sempre a se carregar a partir de uma tensão fixa,
mantendo a regularidade do disparo.
O TRIAC também pode ser utilizado para
carga
variação de potência na carga. A única
R1
diferença é que neste caso, a condução de
corrente ocorre em ambos sentidos, ou seja,
VCA
Pot
Triac
o controle de fase pode ser feito nos
C
semiciclos positivo e negativo.
Quando
o
TRIAC
é
usado,
diac
é
freqüentemente utilizado o DIAC como
dispositivo de disparo, conforme pode ser
Fig. 5.2 – Circuitos de variação de
potência com TRIAC.
visto na Figura 5.2.
O circuito funciona da seguinte maneira: o capacitor carrega-se até atingir a tensão Vdiac de
disparo do DIAC. Quando isso ocorre, o DIAC entra em condução e cria um caminho de baixa
impedância para o capacitor descarregar-se sobre o gatilho do TRIAC. O ângulo de disparo é
ajustado através do potenciômetro.
5.3 - Circuito de Disparo Com Pulsos Usando o UJT
Como já foi dito, o disparo por pulsos evita o aquecimento do componente provocado por disparo
com sinais CC, e possibilita a isolação elétrica entre o circuito de disparo e o circuito de potência
por meio de transformadores de pulso.
57
O Transistor de Unijunção (UJT)
O UJT é um dispositivo semicondutor de três terminais como mostra a Figura 5.3.
B2
+
B2
rB2
E
E
Vbb
Vx
rB1
Ve
B1
B1
(a)
_
(b)
Fig. 5.3 – Transistor de Unijunção – UJT:
(a) Símbolo – (b) Circuito equivalente com polarização.
Os terminais são: base 1 (B1), base 2 (B2) e emissor (E). O circuito equivalente do UJT apresenta
um diodo, que representa a junção PN do emissor. Entre os terminais B2 e B1 existe uma barra de
material N que pode ser dividida em duas partes: a primeira parte, rB2, equivale à resistência da
parte superior da barra e a segunda, rB1, a resistência da parte inferior.
Considerando o circuito equivalente, pode-se concluir que sem polarização de emissor o
dispositivo funciona como um divisor resistivo, por onde circula uma corrente da ordem de
miliampères. De onde se obtém:
VX =
rB1
⋅ Vbb
rB1 + rB 2
Onde a relação rB1/(rB1 + rB2) é denominada relação intrínseca
η,
a qual depende apenas dos
parâmetros internos do dispositivo (Para o UJT 2N2646, η é da ordem de 0.6). Assim pode-se
escrever:
V X = η ⋅ Vbb
Com polarização de emissor, enquanto a tensão Ve for menor que Vd + Vx, o diodo do emissor
está cortado. Quando a tensão Ve for superior que Vd + Vx, o diodo de emissor fica diretamente
polarizado permitindo circulação de corrente entre o emissor e base 1. Isso faz com que a
resistência rB1 diminua de seu valor máximo (da ordem de 5kΩ), para 50Ω aproximadamente.
58
Esse comportamento permite o controle de carga e descarga de um capacitor ligado no emissor,
cuja descarga será utilizada para disparar SCRs e TRIACs.
Se desprezarmos a queda de tensão no diodo, a equação característica do UJT é:
VE = η ⋅ Vbb
Oscilador de Relaxação com UJT
A figura 5.4 mostra um circuito tradicional de disparo usando UJT, que consiste em um oscilador
de relaxação.
Vbb
Rt
η .Vbb
R2
UJT
B2
t
Ve
E
Ve
B1
Ct
Vb1
VB1
R1
Fig. 5.4 – Oscilador de relaxação com UJT e formas de onda.
Na prática, utiliza-se R2 << rB2 , fazendo com que a queda de tensão em R2 seja desprezível. O
mesmo ocorre com R1 e rB1.
Considerando o capacitor inicialmente descarregado, este impõe Ve menor que ηVbb. Com o
passar do tempo, o capacitor vai se carregando através de Rt, elevando o potencial Ve até atingir
ηVbb. Isso provoca o início da condução do emissor, conseqüentemente diminuindo o valor de rB1,
descarregando rapidamente o capacitor Ct, fornecendo um pulso de tensão no ponto Vb1. Com a
descarga do capacitor, o potencial de Ve é reduzido até provocar novamente o corte do UJT,
reiniciando o ciclo.
O resistor R1 é o responsável pela coleta do pulso dado pela descarga do capacitor Ct, assumindo
um valor na ordem de dezenas ou centenas de ohm.
O resistor R2 melhora a estabilidade térmica do UJT, tipicamente com valores na ordem de
centenas de ohm.
59
O tempo de oscilação depende de Rt, Ct e η. Para o UJT2N2646 o período de oscilação é
aproximadamente dado por Rt x Ct.
Oscilador de Relaxação com UJT Sincronizado com a Rede
O oscilador de relaxação pode ser facilmente colocado em sincronismo com a rede para disparar
tiristores em circuitos de potência. Veja a Figura 5.5.
D1
R3
Rt
R2
CARGA
UJT
Dz
SCR
Ct
Rede CA
R1
Fig. 5.5 – Circuito de disparo sincronizado com a rede usando UJT.
O funcionamento é bem simples. No semiciclo negativo da tensão da rede o diodo D1 está em
corte e o oscilador não atua. No semiciclo positivo, até que a tensão da rede atinja VZ, o diodo
zener está bloqueado. A partir daí, o oscilador ficará alimentado com Vbb = VZ. Como a tensão de
pico da rede é bem maior que VZ, isso ocorrerá logo no início do semiciclo positivo.
Uma vez alimentado, o circuito oscilará
normalmente e o primeiro pulso (com
ângulo α em relação à tensão da rede)
Vrede
VCt
η.Vz
irá disparar o SCR. Os demais pulsos
t
são desnecessários, mas inevitáveis
neste circuito. Para variar o ângulo de
VR1
disparo basta variar a resistência Rt. As
formas de onda são mostradas na
Figura 5.6.
α
Fig. 5.6 – Formas de onda do circuito de
disparo sincronizado com a rede.
60
5.4 – Isolação de Circuitos de Disparo
Os SCRs e TRIACs são dispositivos para controle de potência, que operam com tensões e
correntes elevadas, quando comparadas com os circuitos de sinal (circuitos analógicos e digitais).
Para que os circuitos de sinal, utilizados em circuitos de disparo, não sejam afetados pelas
tensões e correntes dos circuitos de potência, é necessário isolá-los galvanicamente.
A
Transformadores de Pulso
Os transformadores de pulso transmitem pulsos de
RS
disparo aos SCR’s e TRIAC’s. A duração necessária
G
do pulso de disparo depende do tipo de carga. Por
exemplo, para carga indutiva, deve-se manter o pulso
aplicado
por
um
intervalo
de
tempo
VS
razoável,
Transformador
de Pulso
garantindo que o SCR esteja em condução no instante
em que o pulso seja retirado. Isso resulta em pulsos
largos,
que
tendem
a
saturar
o
núcleo
K
Fig. 5.7 – Transformador de pulso.
do
transformador de pulso. Para evitar esta saturação,
Sinal de disparo
são utilizados pulsos em alta freqüência. O pulso largo
é transformado em um trem de pulsos de alta
t
freqüência, de acordo com a figura 5.8. A obtenção do
Trem de pulsos
trem de pulsos a partir do sinal de disparo pode ser
feita utilizando um oscilador de relaxação. Uma outra
t
possibilidade é combinar o sinal de disparo com um
sinal em alta freqüência, obtido por um oscilador
Fig. 5.8 – Trem de pulsos de alta
freqüência.
(usando o CI555 por exemplo).
Acopladores Ópticos
carga
Outro modo de obter isolação dos pulsos de
disparo é através de acopladores ópticos.
R1
R2
Basicamente, um acoplador óptico é constituído
de um LED infravermelho e um fotodetector,
Vca
que pode ser um transistor, um SCR, ou um
TRIAC. O circuito da Figura 5.9 mostra como é
possível acionar um TRIAC utilizando um
acoplador óptico o qual utiliza um Triac como
fotodetector.
O
acoplador
MOC3011 da Motorola.
61
utilizado
é
o
Vcontrole
Acoplador
Ótico
Fig. 5.9 – Circuito de disparo com acoplador
óptico.
5.5 - Circuito Integrado - TCA785
O circuito integrado TCA 785, entre várias aplicações, é dedicado à aplicação de controle de
ângulo de disparo de SCR’s e TRIAC’s continuamente de 0° a 180°. O uso deste CI permite a
redução do volume do circuito de disparo.
A Figura 5.10 mostra o diagrama de blocos do TCA785.
detector de passagem por zero
5
16
14
registrador de
sincronismo
-
fonte reg.
15
lógica
de
4
formação
2
de
pulsos 3
monitor de
descida de CR
+
7
+
1
Vccint
8
9
C8
10
RR
Q2
Q1
Q2
QU
QZ
comparador de
disparo
11
6
tensão
de
controle
CR
Q1
13 12
C12
Fig.5.10 – Diagrama de blocos do TCA785.
Todo circuito de disparo, em retificadores controlados, deve ser sincronizado com a rede, ou
ocorrerá o disparo aleatório dos tiristores, uma vez que cada pulso será aplicado num instante
diferente, que não está relacionado com a tensão da rede.
Para se efetuar o sincronismo, no TCA 785 existe um detector de passagem por zero. A entrada
para o sincronismo é no pino 5 como mostra a Figura 5.11 que apresenta uma configuração
padrão para sincronismo.
R
V sincronismo
(5)
D1
D2
TCA
785
(1)
Fig.5.11 – Conexão para sincronismo.
62
A filosofia de sincronismo é um gerador de rampa, cuja característica é ajustada por RR e CR, nos
pinos 9 e 10, respectivamente.
O gerador de rampa fornece uma tensão que varia linearmente com o tempo (reta). Isso é obtido
através da carga do capacitor CR com uma corrente constante, a qual é ajustada por RR. O
capacitor se carrega até que, no próximo cruzamento por zero, o detector de passagem por zero,
informe o evento ao registrador de sincronismo. O registrador gera um pulso de sincronismo que
satura o transistor e conseqüentemente, o capacitor se descarrega rapidamente. Após a completa
descarga do capacitor, a próxima rampa se inicia. O resultado é um sinal com forma de onda
“dente de serra” sincronizado com a rede.
A tensão da rampa é comparada com a tensão de
controle, no pino 11 do TCA785. Quando estas
Vs
tensões se igualarem, a saída do comparador de
t
disparo muda de estado indicando ao bloco de
formação de pulsos que um pulso de disparo deve
ser gerado. A figura 5.12 mostra este mecanismo.
VCR
Vcontrole
As principais saídas do TCA785 são Q1(pino 14) e
Q2(pino 15). Q1 produz disparo no semiciclo
t
comparador de disparo
negativo e Q2 no semiciclo positivo da tensão de
sincronismo. A duração dos pulsos depende do
valor da capacitância C12, conectada no pino 12.
α
α 5.12 – Comparador de disparo.
Fig.
Com o pino aberto, a duração é curta(30µs). E se o
pino 12 estiver aterrado a duração é longa
Vs
(estendendo-se até o fim do semiciclo, ou seja, a
t
duração vale 180° - α).
O TCA possui outras saídas, como as saídas
___
VCR
Vcontrole
___
Q1 (pino 4) e Q 2 (pino 2) que são complementares
t
Q2
pino 12 aterrado
em relação às saídas Q1 e Q2, respectivamente. O
aterramento do pino 13 resulta em pulsos de longa
___
duração nas saídas Q1
___
Q1
e Q 2 . Além destas,
existem duas saídas auxiliares. A saída QU é
QZ
t
α
α
t
similar à saída Q1, entretanto a duração do pulso é
fixa valendo 180°. A saída QZ, é igual a uma
associação lógica NOR das saídas Q1 e Q2, sendo
útil no disparo de TRIAC’s.
63
t
Fig.5.13 Formas de onda do
TCA 785
Uma opção importante no TCA785 é a possibilidade de bloqueio das saídas que é feito através do
pino 6. Se o pino 6 estiver em nível alto, as saídas estão liberadas; e se estiver em nível baixo,
estará garantido o bloqueio dos pulsos.
Alguns dados técnicos do TCA 785:
Tensão de alimentação: 8 a 18V (pino 16); o TCA possui um regulador interno para
alimentação dos circuitos internos. A tensão é Vccint = 3,1V, que está disponível no pino 8.
Freqüência de trabalho: 10 a 500Hz;
Corrente máxima dos pulsos de saída: 60mA;
Tensão de saída: 2 a 3 V menor que a tensão de alimentação;
Corrente de carga do capacitor CR: (10uA – 1mA); Esta corrente é ajustada por R9, tal que:
I CR =
1,1 ⋅ Vccint
R9
A tensão da rampa VCR está limitada a 2V abaixo da tensão de alimentação, dada por:
VCR =
I CR
⋅t
CR
Os valores máximo e mínimo do capacitor CR são 1uF e 500pF.
A Figura 5.14 apresenta uma aplicação do TCA785, onde se pode variar a velocidade de um
motor universal. Através de um potenciômetro varia-se o ângulo de disparo do Triac, e
conseqüentemente a tensão aplicada ao motor. Este circuito de disparo é totalmente isolado já
que se utiliza transformador para o sincronismo e também para a aplicação dos pulsos, os quais
são obtidos usando um CI555.
+ Vcc
pot
R8
+ Vcc
R2
13
6
11
R10
D5
14
T2
R4
TCA 785
1
12
Q2
15
10
9
C1
T1
RR
D1
D2
+ Vcc
R5
R6
3 8
R1
triac
Q1
D4
CR
5
C3
1
4
555
Vs
5
7
2
6
Fig.5.14 – Exemplo de aplicação do TCA 785.
64
R9
D6
D3
16
D7
R3
Vs
Mca
R7
C2
ω
6. CONTROLADORES CA
Em algumas aplicações, alimentadas em corrente alternada, nas quais deseja-se alterar o valor da
tensão (e da corrente) eficaz da carga, é usual o emprego dos chamados Controladores CA,
também designados como Variadores de Tensão, Gradadores ou Contatores Estáticos.
Como aplicações típicas pode-se citar, dentre outras:
aquecimento (controle de temperatura);
reguladores de tensão;
controle de intensidade luminosa em lâmpadas incandescentes;
acionamento de motores CA;
partida suave de motores de indução (soft-starter);
compensação de reativos em sistemas de potência.
Os dispositivos semicondutores de potência empregados em tais conversores são tipicamente os
tiristores, uma vez que se pode contar com a ocorrência de comutação natural pela rede. Em
aplicações de baixa potência pode-se fazer uso de TRIAC’s, enquanto para potência mais elevada
utilizam-se 2 SCR’s em antiparalelo.
Fig. 6.1 – Controlador CA usando Triac ou SCR.
Dois tipos de controle são normalmente empregados: o controle liga-desliga e o controle de fase.
6.1 – Controle Liga-Desliga
Este tipo de controle é usado em situações em que a constante de tempo da carga é muito grande
em relação ao período da rede CA, como em sistemas de aquecimento.
O controle consiste simplesmente em ligar e desligar a alimentação da carga (em geral uma
resistência). O intervalo de condução e também o de bloqueio do interruptor é tipicamente de
muitos ciclos da rede. Este tipo de controle também é chamado de controle por ciclos inteiros.
65
Fig. 6.2 – Tensão na carga com controle liga-desliga.
A tensão eficaz na carga, e conseqüentemente a potência média, podem ser variadas através do
tempo em que a carga é alimentada (ton) e do tempo em que a carga é desligada(toff). A Potência
média é dada pela relação:
P=
PON ⋅ t ON
t ON + t OFF
Onde PON é a potência na carga durante o intervalo em que está alimentada.
6.2 - Controle de fase
No chamado Controle de Fase, em um dado semiciclo da rede, o tiristor é disparado em um
determinado instante, fazendo com que a carga esteja conectada à entrada por um intervalo de
tempo menor ou igual a um semiciclo. Variando-se o ângulo de disparo é possível variar o valor
eficaz da tensão de saída.
T1
iL
6.2.1- Controlador Monofásico
T2
O controlador monofásico bem como as
formas de onda são apresentadas pela Figura
6.3.
+
+
R
VS
VL
-
_
No semiciclo positivo da fonte o pulso de
disparo é aplicado em T1, e no semiciclo
VS
2 ≡ 0°
negativo T2 é disparado. Assim, pode-se variar
o valor eficaz da tensão na carga de zero até o
valor eficaz da fonte.
π
π
0°
VL
αd
T2
αd
T1
αd
T1
Fig. 6.3 – Controlador CA monofásico
e formas de onda.
66
t
t
6.2.2 - Controlador Trifásico
Quando a carga é trifásica, como um motor de indução por exemplo, é necessário um controlador
CA trifásico. A Figura 6.4 mostra duas possíveis possibilidades para o controlador, em (a) a
ligação da carga é em estrela, e em (b) a carga é ligada em triângulo.
O controlador trifásico pode ser analisado como três controladores monofásicos. Assim, variando
o ângulo de disparo dos seis SCRs é possível variar a tensão eficaz na carga.
(a)
(b)
Fig. 6.4 – Controladores CA trifásicos.
6.3 – Soft-Start
O motor de indução trifásico é o motor mais utilizado industrialmente, o que proporcionou a
necessidade de desenvolvimento de dispositivos para o seu acionamento.
Sabe-se que na
partida, o motor de indução apresenta corrente muitas vezes superior ao valor nominal.
Dependendo do nível de potência, é necessária a utilização de um método de partida para reduzir
a corrente.
São vários os métodos empregados, todos com uma filosofia em comum: reduzir a tensão
aplicada na partida. Exemplos: partida estrela-triângulo, auto-transformador, reostato de partida.
Um controlador CA pode ser utilizado na partida de um motor indução, proporcionando redução da
corrente de partida. O equipamento comercialmente recebe o nome de soft-starter, e basicamente
é composto por um controlador CA trifásico.
Na partida o ângulo de disparo é 180° e, gradativamente, é diminuído fazendo com que a tensão
aplicada ao motor se eleve aos poucos até que, em alguns segundos ou fração, a tensão aplicada
ao motor apresente valor nominal (ângulo de disparo igual a zero).
Além da vantagem do controle da tensão (corrente) durante a partida, a chave eletrônica
apresenta, também, a vantagem de não possuir partes móveis ou que gerem arco, como nas
67
chaves mecânicas. Este é um dos pontos fortes das chaves eletrônicas, pois sua vida útil torna-se
mais longa.
A Figura 6.5 mostra como evolui a tensão aplicada ao motor durante a partida.
Tensão
t
α
α
α
Fig. 6.5 – Tensão aplicada ao motor durante a partida.
68
7. CONVERSORES CC – CC
7.1 - Introdução
Os conversores CC-CC são largamente aplicados em fontes de alimentação chaveadas e em
acionamento de motores de corrente contínua. Nas fontes chaveadas, eles sucedem os
retificadores não controlados, reduzindo o ripple e regulando a tensão de saída da fonte, por isso
são conhecidos também por “reguladores chaveados”.
Existem duas topologias básicas de conversores CC-CC, que são o abaixador de tensão
(conversor buck) e o elevador de tensão (conversor boost). Com a combinação e alterações
nestas duas estruturas chega-se em várias outras estruturas de conversores CC–CC.
A inserção de um transformador, operando em alta freqüência, nestes conversores, dá origem a
uma família de conversores CC-CC isolados, muito utilizados em fontes chaveadas.
7.2 – Modulação por Largura de Pulso (PWM)
Nos conversores CC-CC a tensão de saída deve ser controlada mediante alterações na tensão de
entrada ou variações de carga. Isto é feito controlando os tempos em que as chaves
semicondutoras estão ligadas ou desligadas.
Para ilustrar este conceito utiliza-se o conversor abaixador elementar da Fig. 7.1. O valor médio
da tensão de saída depende dos tempos ton e toff. O método de controle empregando freqüência
de comutação constante e controlando-se o tempo de condução da chave é denominado
Modulação por Largura de Pulso (PWM – Pulse Width Modulation).
Por exemplo, desejando-se diminuir o valor médio da tensão de saída (Vo), basta reduzir o tempo
de condução da chave S (ton). A relação entre o tempo de condução da chave ton e o período total
de comutação T é definido por razão cíclica (D).
D=
t on
T
S
+
-
Vin
+
vo
Vin
Vo
ton
toff
T
Fig. 7.1 - Conversor abaixador elementar.
69
A Fig. 7.2 mostra o método PWM, onde os sinais que controlam os estados das chaves são
gerados a partir da comparação entre uma tensão de controle e uma forma de onda periódica
(dente de serra). A freqüência da onda dente de serra define a freqüência de comutação da chave
S.
A tensão de controle varia lentamente quando comparada com a onda dente de serra, podendo
ser considerada constante a cada período de comutação. Enquanto esta tensão de controle for
maior que a onda dente de serra, o sinal que comanda a chave fica em nível “alto”, mantendo a
chave em condução, caso contrário a chave abre.
Vcontrole
Comparador
Sinal de comando
da chave
Dente de serra
Dente de serra
Vcontrole
ON
Sinal de comando
da chave
ON
Vcontrole > Vdente de serra
ton
toff
OFF
OFF
Vcontrole < Vdente de serra
T
Fig.5.2
7.2- –Modulação
Modulação por
por largura
Fig.
largurade
depulso.
pulso
7.3 - Conversor Abaixador (BUCK)
A maneira elementar de se representar um conversor Buck está mostrada na Fig. 7.3. A chave S
pode assumir as posições A e B. Na posição A, a tensão de entrada é aplicada sobre a carga e na
posição B a tensão na carga é zero. Desta forma, a tensão média de saída (VO) é menor que a
tensão de entrada, podendo ser controlada pelo tempo de permanência da chave na posição A.
70
A
S
Pos.
Pos.
Pos.
B
+
vo
+
Vin
-
Vin
Vo
ton
toff
T
Fig. 7.3 - Conversor Buck simplificado
A equação abaixo define o valor da tensão média de saída em função da razão cíclica e da tensão
de entrada:
Vo = D × Vin
A forma de onda da tensão de saída apresenta uma componente contínua Vo e uma componente
alternada, conforme mostra a decomposição da Fig. 7.4 abaixo.
Componente CC
Vin
Vo
Vo
Componente CA
A
A
Vin
Fig. 7.4 - Componentes da forma de onda de saída do conversor Buck
Para reduzir a componente alternada na carga, o circuito original será modificado, introduzindo-se
os filtros.
Na Fig. 7.5. foi adicionando um indutor L em série com a carga, reduzindo-se o ripple de corrente
na mesma e conseqüentemente o ripple da tensão de saída. Com a chave na posição A, a
corrente no indutor cresce, armazenando energia no mesmo. Quando a chave está na posição B,
71
o indutor atua como fonte transferindo a energia armazenada anteriormente para a carga,
decrescendo sua corrente.
Quanto maior o valor da indutância menor será o ripple de corrente. Da mesma forma como
tratado no capítulo de retificadores, a condução de corrente poderá ser contínua ou descontínua.
A
L
S
VO
Pos. A
Pos. A
Pos.
B
+
+
-
Vin
vo
Vo médio
ton
toff
T
Fig. 7.5 - Filtro indutivo em um conversor Buck simplificado.
O próximo passo para melhorar o conversor buck é adicionar um capacitor em paralelo com a
carga como mostra a Fig. 7.6, reduzindo ainda mais o ripple de tensão sobre ela.
A S
L
B
+
+
-
C
Vin
vo
-
Fig. 7.6 - Filtro LC em um conversor Buck
O último passo é substituir a chave S de duas posições. Na prática um único semicondutor não
pode realizar esta função, então são introduzidos a chave controlada M1 e o diodo D1, mostrado
em Fig. 7.7. Quando M1 é comandado a conduzir, substitui a chave na posição A, armazenando
energia no indutor. Quando M1 é bloqueado, a corrente circula pelo diodo D1 (diodo de
circulação), substituindo a chave na posição B.
72
L
M1
+
-
Ref
+
V in
C
D1
vo
Controle
PWM
-
Fig. 7.7- Conversor CC – CC abaixador “Buck”.
No modo de condução contínuo o conversor buck é equivalente a um transformador CC, onde a
relação de transformação pode ser continuamente alterada através da razão cíclica D.
A Figura 7.8 apresenta as etapas de operação e formas de onda para o conversor buck operando
no modo de condução contínuo.
IL
IM
V in
D1
VL
Vin - Vo
+
VL
+
-
IO
L
M1
C
M1 (ON)
M1 (OFF)
vo
ID
-VO
-
iL
IL
IM
+
-
IO
L
M1
VL
V in
D1
Io
iM
iD
+
C
vo
ID
-
ton
toff
T
Fig. 7.8 - Etapas de operação e principais formas de onda de um conversor Buck.
73
7.4 - Conversor Elevador (Boost)
O conversor mostrado na Fig. 7.9 é chamado de conversor boost ou elevador. Quando a chave
M1 está conduzindo, a corrente através do indutor L cresce, aumentando a energia armazenada
no mesmo. Quando a chave M1 é aberta, a corrente do indutor continua fluindo, agora através do
diodo D1, da rede RC e de volta à fonte. Nesta etapa o indutor transfere a energia armazenada na
primeira etapa para a carga.
L
Ref
D1
+
-
Vin
+
C
M1
vo Controle
-
PWM
Fig. 7.9 - Conversor CC – CC Elevador “Boost”
A tensão sobre o capacitor C deve ser maior que a tensão da fonte para que haja transferência de
energia na segunda etapa. Além disso, a constante de tempo RC deve ser muito maior que o
período de comutação, para garantir que a tensão de saída permaneça aproximadamente
constante na primeira etapa quando o capacitor fornece energia para a carga. Para isso um
capacitor de valor relativamente elevado é necessário.
A Fig. 7.10 mostra as etapas de operação do conversor boost bem como suas principais formas
de onda, para operação em condução contínua e em regime permanente, ou seja após um tempo
suficiente para estabilizar as tensões e correntes no circuito. A tensão de saída é dada por:
Vo =
74
Vin
1− D
Vin
ID
VL = Vin
IL
+
-
IM
VL
IO
Vin
D1
M1 (ON)
M1 (OFF)
+
vo
-
C
M1
Vin - Vo
iL
VL = Vin - Vo
IL
+
- Vin
ID
IM
IO
D1
M1
C
+
vo
iM
-
iD
Io
ton
toff
T
Fig. 7.10 – Etapas de operação e principais formas de onda de um conversor Boost.
7.5 - Fontes Chaveadas
A maioria dos equipamentos eletrônicos modernos usualmente necessita de uma ou mais tensões
de alimentação. O método mais comum de fornecimento destas tensões CC é a fonte de
alimentação que converte tensão da rede CA em várias tensões CC estabilizadas.
As duas fontes difundidas são as lineares e as chaveadas. As fontes Lineares consistem de um
transformador de entrada na freqüência da rede, circuitos retificadores, filtros e um regulador
linear.
As fontes chaveadas são dotadas de um retificador de entrada e um estágio de saída, que se trata
de um regulador chaveado isolado. A Figura 7.11 apresenta o diagrama de blocos de uma fonte
chaveada típica.
75
Conversor CC -CC com isolação
Trafo
Saída CC
regulada
Rede CA
60Hz
Retificador e
Filtro
ON/OFF
Retificador e filtro
sinal
medido
controlador
PWM
ref.
Circuito de controle
Fig. 7.11 – Diagrama de blocos de uma fonte chaveada típica.
As duas maiores vantagens da fonte chaveada em relação às fontes lineares são:
Os componentes responsáveis pela regulação operam como chaves (corte ou saturação),
evitando a operação na região ativa (linear), o que resulta numa significativa redução das
perdas de potência. A conseqüência disso é a alta eficiência, na faixa de 70 a 90%. Nas
fontes lineares a eficiência varia de 30 a 60%, tipicamente.
Já que o transformador para isolação opera em alta freqüência, o peso e o volume da fonte
podem ser bem reduzidos, comparados com a fonte linear, a qual usa transformador em
baixa freqüência (60Hz).
Por outro lado, as fontes chaveadas são mais complexas, possuem um maior custo e maior
dificuldade de manutenção. Além disso, geram interferências eletromagnéticas (EMI), devido ao
chaveamento em alta freqüência, o que requer a utilização de filtros.
Existem muitas estruturas de fontes chaveadas, todas originadas de conversores CC – CC
incluindo transformador para isolação. Em alguns casos o uso desta isolação implica na alteração
do circuito para permitir um adequado funcionamento do transformador, ou seja, para evitar a
saturação do núcleo magnético. Lembre-se que não é possível interromper o fluxo magnético
produzido pela força magneto-motriz aplicada aos enrolamentos.
Como exemplo tem-se o esquema simplificado de uma fonte que utiliza o conversor Forward
(originado do conversor Buck), como mostra a Figura 7.12.
76
D3
L
Vo
M1
REDE
CA
D2
T_s
T_p
C
D4
Co
M2
D1
Controle
Fig. 7.12 – Esquema simplificado de uma fonte chaveada.
O comportamento deste conversor é similar ao conversor Buck. São duas as etapas de operação:
Etapa1 – As chaves M1 e M2 estão fechadas durante um tempo tON e os diodos D1 e D2 estão
cortados. O capacitor C de entrada fornece energia para o primário do transformador e o
secundário fornece energia para a carga. A corrente no indutor L cresce, armazenando energia no
mesmo.
Etapa2 – Quando as chaves M1 e M2 são abertas, os diodos D1 e D2 permitem que o
transformador seja desmagnetizado, devolvendo para o capacitor C a energia de magnetização
que foi recebida na etapa 1. Nesta etapa, a corrente no indutor L decresce, já que o mesmo
fornece energia para a carga através do diodo D4. O diodo D3 bloqueia a passagem de tensão
negativa do secundário do transformador para o filtro de saída. A relação entre a tensão de
entrada e saída é dada por:
VO = Vccin ⋅
NS
⋅D
NP
Onde NS/NP é a relação de espiras do transformador.
7.6 – Controle em Fontes Chaveadas
A implementação de uma (ou mais) malhas de controle tem por objetivo garantir a precisão no
ajuste da variável de saída (tensão e/ou corrente), bem como a rápida correção de eventuais
desvios provenientes de transitórios na alimentação ou mudanças na carga. A Figura 7.13
apresenta o diagrama de blocos de controle de uma fonte chaveada.
77
Controlador
PWM
Referência
+
Ampl.
-
Valor medido
Sinal
PWM
Vcontrole
Circuito de
comando
on/off
Sinais de
comando
para as
chaves
Fig. 7.13 – Diagrama de blocos de controle de uma fonte chaveada.
A tensão de controle (Vcontrole) é obtida por um circuito controlador (compensador), que atua a
partir de dois sinais de entrada: o valor medido (tensão de saída, por exemplo), e um sinal de
referência desejada.
A modulação PWM pode ser obtida utilizando CIs dedicados, como: SG3524, SG3525, SG3526,
SG3527, TL494. As características específicas de cada CI variam em função da aplicação, do
grau de desempenho esperado, das proteções implementadas, etc.
Freqüentemente, são utilizados circuitos para comandar as chaves semicondutoras a partir do
sinal PWM, são os circuitos de comando ou gate-drivers.
+15V
Dependendo do tipo de carga
R b3
ou do tipo de conversor, se faz
necessária
isolação,
o
D b3
D b2
que
G
Z
b1
pode
ser
obtido
por
D b1
transformadores de pulso.
A Figura 7.14 mostra dois
exemplos
comando,
de
com
circuitos
ou
b1T
Rb1
PWM
de
Q b2
b2
Rb4
S
Q b1
R b2
sem
isolação, aplicados a Mosfets
+15V
ou IGBTs.
R3
R1
PWM
Q2
R4
G
Q1
Q3
RG
S
R2
Fig. 7.14 – Circuitos de comando.
78
Z
8. CONVERSORES CC – CA (INVERSORES)
8.1 - Introdução
Os conversores CC – CA são conhecidos como inversores. A função dos inversores é de
converter a tensão de entrada contínua em tensão alternada na saída com amplitude e freqüência
desejada.
A forma de onda ideal para a tensão de saída é a senoidal, entretanto na prática a saída dos
inversores contém certo número de harmônicos. Em algumas aplicações uma onda quadrada é
aceitável. Com o aumento da velocidade de comutação dos semicondutores tornou-se possível
reduzir estes harmônicos utilizando algumas técnicas de chaveamento.
A aplicação dos inversores é muito grande, por exemplo, no acionamento de motores de indução,
em fontes de alimentação ininterruptas (UPS ou No-break), e em sistemas embarcados (navios,
aviões, etc).
Os inversores podem ser classificados de várias formas: quanto ao número de fases monofásicos ou trifásicos; podem ser chamados de VFI (“Voltage-fed-inverter” ou seja,
alimentados em tensão) quando a tensão de entrada é constante, ou CSI (“Current-fed-inverter”,
ou seja, alimentados em corrente) quando a corrente de entrada é constante e CC-Link-variável
quando a tensão de entrada é controlável. Além disso, podem ser classificados quanto à forma de
onda que apresenta na saída: senoidal, quadrada ou quase-quadrada.
8.2 - Inversores Monofásicos de Onda Quadrada
O inversor mostrado na Figura 8.1 trata-se de um inversor monofásico em meia ponte. Esta
configuração requer uma fonte de alimentação com ponto médio e apenas duas chaves
semicondutoras, normalmente Mosfet’s ou IGBT’s. Quando a chave T1 conduz a tensão sobre a
carga é VIN/2, e quando a chave T2 está em condução a tensão sobre a carga é – VIN/2. O papel
dos diodos é garantir um caminho para a corrente em caso de carga indutiva. Note que a
presença dos diodos não afeta a forma de onda de saída.
T1
+
V /2
- in
vo
D1
T1
on
off
off
on
T2
VO
+
V /2
- in
R
T2
+Vin/2
D2
-Vin/2
Fig. 8.1 – Inversor monofásico em meia ponte.
79
Esta estrutura não permite variar a tensão de saída, a não ser que o controle seja feito no estágio
anterior ao inversor, ou seja, variando a tensão da fonte Vin.
Uma observação importante, é que jamais as chaves T1 e T2 podem conduzir ao mesmo tempo, o
que provocaria um curto-circuito, também conhecido como curto de braço. Sendo assim, na
comutação das chaves é introduzido um pequeno intervalo de tempo em que ambas as chaves
ficam abertas. Este tempo é chamado tempo morto, geralmente na ordem de µs.
Agora é apresentada a ponte completa que funciona com quatro chaves e uma única fonte de
alimentação conforme mostra a Fig. 8.2. Neste caso, o comando das chaves pode ser realizado
aos pares: T1-T4 e T2-T3.
T1
D1
vo
+
V in
-
T2
D2
T4
D4
R
T3
D3
Fig. 8.2 – Inversor monofásico em ponte completa.
Quando as chaves T1 e T4 estão conduzindo, a tensão de saída é +Vin e quando as chaves T2 e T3
estão conduzindo, a tensão na saída é – Vin.
Uma alternativa que permite variar o valor eficaz da tensão de saída é a chamada onda quasequadrada, na qual se mantém um nível de tensão nulo sobre a carga durante parte do período.
Para obter este tipo de onda, basta alterar a estratégia de comando das chaves na ponte
completa. A Figura 8.3 mostra as formas de onda de tensão e corrente na carga para uma carga
indutiva.
Vo
T1 – T4
T 1 - D2
T2 - D1
T1 – T4
+V
T2 – T3
-V
IO
Fig. 8.3 – Forma de onda quase-quadrada
80
Para tensão positiva na carga, T1 e T4 são fechadas com T2 e T3 abertas. Para obter o intervalo de
tensão nula, T1 é mantido em condução e T4 é aberto. No caso de carga indutiva, o diodo D2
entrará em condução. Após a abertura de T1, fecham-se T2 e T3 tornando a tensão de saída
negativa. Para obter o próximo intervalo de tensão nula, T3 é aberto e T2 é mantido em condução,
o que provoca a entrada em condução de D1 caso a carga seja indutiva.
Uma outra topologia de inversor monofásico com onda quadrada é apresentada na Figura 8.4.
Trata-se de um inversor a SCR com comutação forçada.
IG T1
carga
T2
T1
t
VL
VL
n.Ve
t
D1
D2
C1
Vc
VC
+2Ve
Ve
T1
- n.Ve
T2
t
-2Ve
Fig. 8.4 – Inversor monofásico a SCR com comutação forçada e formas de onda.
A fonte VE é colocada alternadamente em paralelo com cada uma das metades do enrolamento
primário do transformador. Na saída tem-se uma tensão alternada, cujo valor é determinado a
partir de VE e da relação de transformação do transformador (n).
O capacitor C permite a comutação dos SCR’s. Considerando que T1 conduz, a tensão sobre o
capacitor é Vc = +2Ve, assim, quando T2 é disparado, é aplicada uma tensão negativa sobre T1(2Ve) fazendo com que o mesmo corte. De forma semelhante ocorre no próximo semiciclo. A
finalidade dos diodos D1 e D2 é impedir a descarga do capacitor pelo secundário do transformador
quando ocorre o chaveamento dos SCR’s.
8.3 - Inversor Trifásico de Onda Quadrada
Em aplicações onde a carga é trifásica, como no acionamento de motores de indução, é
necessário um inversor trifásico. É possível alimentar estas cargas com três inversores
monofásicos separados, onde cada um produz uma tensão de saída defasada de 120o em relação
à outra. Esta alternativa na prática é economicamente inviável pois necessita de 12 chaves.
81
A forma mais comum de um circuito inversor trifásico consiste em três braços, um para cada fase,
como mostra a Fig. 8.5. Comandando adequadamente os seis interruptores de potência (IGBT’s),
obtém-se na carga tensões alternadas quadradas e defasadas de 120° uma da outra.
T1
+
D
T2
T3
D2
1
D3
V
D4
T4
D5
T5
R
T6
D6
S
T
Fig. 8.5 - Inversor Trifásico.
A seqüência de comandos dos IGBT’s, bem como as tensões de saída são apresentadas na
tabela abaixo. Como exemplo, analise o intervalo 1 onde os IGBT’s T1, T2 e T6 estão conduzindo e
os restantes estão cortados. Daí, as tensões são obtidas assim:
VRS = VR - VS = +V – (+V) = 0;
VST = VS – VT = +V – 0 = +V;
VTR = VT – VR = 0 – (+V) = -V.
1
Do mesmo modo podem ser obtidas as tensões
2
3
4
5
6
1
VRS
para os outros intervalos.
A Figura 8.6 mostra as formas de onda das
+V
t
tensões de saída.
-V
VST
+V
Intervalo IGBT’s– on
82
VRS
VST
VTR
1
T1, T2, T6
0
+V
-V
2
T4, T2, T6
-V
+V
0
3
T4, T2, T3
-V
0
+V
4
T4, T5, T3
0
-V
+V
5
T1, T5, T3
+V
-V
0
6
T1, T5, T6
+V
0
-V
t
-V
VTR
+V
t
-V
Fig. 8.6 – Formas de onda das
tensões de saída
8.4 - Inversores PWM
Nos inversores até então apresentados, a tensão de saída é alternada com forma de onda
quadrada (ou quase-quadrada) e sua freqüência pode ser ajustada controlando-se a freqüência de
chaveamento.
Numa outra categoria de inversores, tanto o valor eficaz da tensão de saída como o valor da
freqüência pode ser controlado utilizando-se a estratégia de modulação PWM (modulação por
largura de pulso). Isso permite inclusive reduzir o conteúdo harmônico da tensão de saída,
obtendo uma onda praticamente senoidal. A modulação PWM consiste em variar a largura dos
pulsos de comando dos interruptores de potência.
Existem diversas técnicas de modulação PWM, onde a mais usual é a PWM senoidal. Neste
caso, a largura dos pulsos é modulada por um sinal senoidal. Isso quer dizer que a largura dos
pulsos é alterada de acordo com um sinal senoidal de referência.
É possível obter este tipo de modulação ao comparar uma tensão de referência senoidal (que seja
imagem da tensão de saída buscada), com um sinal triangular simétrico cuja freqüência determina
a freqüência de chaveamento. A freqüência da onda triangular (chamada portadora) deve ser, no
mínimo 20 vezes superior à freqüência da onda de referência, para que se obtenha uma
reprodução aceitável da forma de onda sobre a carga, depois de efetuada a filtragem. A largura do
pulso de saída do modulador varia de acordo com a amplitude do sinal senoidal de referência.
Tem-se assim uma Modulação por Largura de Pulso.
A Figura 8.7 reapresenta um inversor monofásico em ponte, cujos IGBT’s
serão agora
comandados por sinais PWM em alta freqüência (2,5 a 16kHz, tipicamente). A Figura 8.8 mostra o
resultado da modulação por onda senoidal, produzindo na saída uma tensão com 2 níveis, na
freqüência da onda triangular. A tensão de saída, que é aplicada à carga, é formada por uma
sucessão de ondas retangulares de amplitude igual à tensão de alimentação CC e duração
variável.
T1
D1
+
V in
-
vo
D2
T4
D4
R
T3
D3
Fig.8.7 – Inversor Monofásico.
83
T2
senóide de referência
onda triangular(portadora)
t
T1 e T4 conduzindo
tensão de saída
+V
t
-V
T2 e T3 conduzindo
componente de baixa freqüência
Fig.8.8 –Modulação PWM senoidal a dois níveis.
O valor RMS e a freqüência da tensão de saída são definidos diretamente pela amplitude e
freqüência da senóide de referência. Portanto, alterando a senoide de referência se altera também
a tensão de saída.
O número de pulsos da modulação, que depende da freqüência da onda triangular, define a
freqüência dos harmônicos mais significativos. Quanto maior o número de pulsos, maior será a
freqüência dos harmônicos mais significativos, portanto serão filtrados através de filtros passivos
(indutores e capacitores) com peso e volume reduzidos. A limitação deste número de pulsos está
na velocidade de comutação das chaves semicondutoras de potência utilizadas.
A necessidade de filtros de saída está associada à característica da carga. Um motor de indução,
por exemplo, dispensa filtros por ter uma característica indutiva, ou seja, se comporta como um
filtro passa-baixa, o que torna sua corrente praticamente senoidal e em baixa freqüência.
Para se obter uma saída trifásica basta utilizar um inversor com três braços, como aquele
apresentado na figura 8.5, e aplicar a modulação por largura de pulsos. Entretanto, como são três
as tensões de saída, serão utilizadas três senoides de referência com mesma amplitude e
freqüência, defasadas de 120° uma da outra. Cada par de IGBT’s de um mesmo braço será
comandado por um sinal PWM originado da correspondente senoide de referência.
Um inversor comercial é composto por dois estágios. Um estágio retificador, o qual converte a
tensão alternada da rede em uma tensão contínua, onde geralmente uma ponte de graetz com
filtro capacitivo é usada. E o estágio inversor aqui discutido, responsável pela obtenção de três
fases com amplitude e freqüência variáveis.
84
Em meio Industrial tem-se aumentado cada vez mais o uso de inversores destinados ao
acionamento de motores de indução. As aplicações vão das menos complexas, como
acionamentos de bombas, a até complexos sistemas de automação industrial e de transporte de
massas. Trata-se de uma tecnologia iniciada a mais de 25 anos e que está em crescente
desenvolvimento e ascensão.
85
Eletrônica de Potência ww
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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Aplications and Design, John Wiley & Sons.
2. Ivo Barbi, Eletrônica de Potência, Editora da UFSC, 1986.
3. CATE – Centro de Aplicações de Tecnologias Eficientes Guia Operacional de
Acionamentos Eletrônicos, Versão 1.0, PROCEL, CEPEL, ELETROBRAS, 1998.
4. M. H. Rashid, Power Electronics: Circuits, Devices and Applications, Prentice Hall
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5. J. M. Peter, Characteristics of Power Semiconductors, Application Notes – ST
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6. International Rectifiers, Power Semiconductors Products Digest 92/93
7. Motorola Semiconductor Master Selection Guide
8. Interactive Power Electronics on Line Text, www.utexas.edu/world/lecture – Power
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9. José L. A. Almeida – Eletrônica de Potência, Editora Érica (SP), 1986.
10. José L. A. Almeida – Eletrônica Industrial, Editora Érica (SP), 1991.
11. José L. A. Almeida – Dispositivos Semicondutores: Tiristores, Editora Érica (SP),
1996.
12. Luiz F. P. Mello – Análise e Projeto de Fontes Chaveadas, Editora Érica (SP), 1996.
www.corradi.junior.nom.br
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eletrônica de potência

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