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Hardwareaufbau und Softwareentwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers Bachelorarbeit für die Prüfung zum Bachelor of Engineering Studiengang Mechatronik Duale Hochschule Baden-Württemberg Karlsruhe von Chris Bauer Abgabedatum: Bearbeitungszeitraum: Matrikelnummer, Kurs: Ausbildungsfirma: Betreuer der Ausbildungsfirma: Gutachter der Dualen Hochschule: 12. September 2011 12 Wochen 166070, TMT08B Karlsruher Institut für Technologie (KIT) Dr.-Ing. Jörg Isele Herr Steffen Quadt Eidesstattliche Erklärung gemäß § 5 (2) der „Studien- und Prüfungsordnung DHBW Technik“ vom 18. Mai 2009. Ich habe die vorliegende Arbeit mit dem Thema: Hardwareaufbau und Softwareentwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers selbständig verfasst und keine anderen als die angegebenen Quellen und Hilfsmittel benutzt. Karlsruhe, den 12. September 2011 Chris Bauer Sperrvermerk Die Ergebnisse der Arbeit stehen ausschließlich dem auf dem Deckblatt aufgeführten Ausbildungsbetrieb zur Verfügung. Chris Bauer I Kurzübersicht Im Rahmen dieser Bachelorarbeit wird ein erster Entwurf eines temperaturbeständigen Servoreglers vorgestellt. Zunächst einmal ist es notwendig, die benötigte Hardware mit einer geforderten Spezifizierung für bis zu 200°C Umgebungstemperaturen zu erörtern. Für die Steuerung und Regelung des Servoreglers wird ebenfalls ein temperaturbeständiger Mikrocontroller eingesetzt. Dieser soll bei Umgebungstemperaturen von bis zu 200°C eingesetzt werden. Probleme existieren hierbei zum einen in der Vielfalt der Komponenten, es sind kaum noch Bauteile mit einem spezifizierten Einsatztemperaturbereich von bis zu 200°C erhältlich, als auch in den Lieferbedingungen der erhältlichen Bauteile. Aus diesem Grund wurde die Leistungselektronik zunächst mit einer möglichst ähnlichen Standardelektronik aufgebaut. Im zweiten Teil der Bachelorarbeit wird die Software des Hochtemperatur Mikrocontrollers für den Servoregler erläutert. Es entstand ein erster Programmentwurf, welcher in weiteren Schritten ergänzt und optimiert werden kann. Chris Bauer II Inhaltsverzeichnis 1 Einleitung 1.1 Motivation der Bachelorarbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2 Gegenstand und Ziele dieser Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3 Gliederung der Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 1 2 2 2 Grundlagen BLDC Motor 2.1 Aufbau und Funktionsweise BLDC Motor . . . . 2.2 Ansteuerung BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . 2.2.1 Grundlegende Elektronik Komponenten 2.3 Maxon EC 22 HD Motor . . . . . . . . . . . . . . 2.4 Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 2.5 Festlegung Parameter für Motorelektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 4 5 5 8 9 12 3 Hochtemperatur Elektronik 3.1 Anforderungsanalyse - Pflichtenheft . . . . . 3.2 Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile 3.2.1 Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . 3.2.2 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2.3 Halbbrücken-Leistungstreiber . . . . 3.2.4 Strommessung . . . . . . . . . . . . . 3.2.5 Passive Bauteile . . . . . . . . . . . . . 3.3 Hochtemperatur Platine . . . . . . . . . . . . 3.4 Lötzinn . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5 Notwendigkeit Standard Elektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 15 16 16 19 23 25 27 30 31 31 4 Standardelektronik 4.1 Anforderungsanalyse – Pflichtenheft . 4.2 Auswahl geeigneter Bauteile . . . . . 4.2.1 MOSFETs . . . . . . . . . . . . 4.2.2 Halbbrücken-Leistungstreiber 4.2.3 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32 32 33 33 35 35 5 Schaltungsentwicklung 5.1 Halbbrücken . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 36 Chris Bauer III . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Inhaltsverzeichnis . . . . . . . . . 36 37 41 41 42 47 47 47 49 6 EMV Probleme / EMV Schutz 6.1 EMV Probleme durch das Schaltungslayout . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.2 EMV Schutz in der Bohrlochsonde . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 51 53 7 Softwareentwicklung 7.1 Inbetriebnahme einzelner Module . . . . . . . . . 7.1.1 Realisierung der Kommutierung . . . . . . 7.1.2 PWM Erzeugung . . . . . . . . . . . . . . . 7.1.3 Strommessung mittels AD-Wandler . . . . 7.1.4 Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . . . 7.2 Regelkreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.2.1 Aufruf Regelkreis . . . . . . . . . . . . . . . 7.2.2 Drehzahlregelung . . . . . . . . . . . . . . 7.3 Interruptstrukur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.3.1 Interrupt-Prioritäten . . . . . . . . . . . . . 7.3.2 Gesamtaufbau des Servoregler-Programms . . . . . . . . . . . 54 54 54 61 64 65 66 67 68 72 72 73 8 Motorprüfstand 8.1 Verifizierung Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8.2 Messungen P-Regler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75 76 78 9 Zusammenfassung und Ausblick 9.1 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9.2 Ausblick . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81 81 82 Literaturverzeichnis 83 A Anhang A.1 Ausschnitt Datenblatt Maxon EC 22 HD Motor . . . . . . . . . . . . . . . A.2 Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT . . . . . . . . . . . . . . . 87 87 90 Chris Bauer IV 5.2 5.3 5.4 5.1.1 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.1.2 Treiberschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.1 Current-Shunt-Monitor . . . . . . . . . . . . . . 5.2.2 Dimensionierung der Schaltung . . . . . . . . . Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System . 5.3.1 Strommessung mittels AD-Wandler . . . . . . . 5.3.2 Beschaltung der Hall-Sensoren . . . . . . . . . . Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Abbildungsverzeichnis 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 Prinzip Gleichstrommaschine . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundlegende Funktionsweise BLDC Motor . . . . . . . . Blockschaltbild BLDC Motor mit Elektronik . . . . . . . . . Kommutierungslogic Maxon EC Motor . . . . . . . . . . . Einphasiges Ersatzschaltbild BLDC Motor . . . . . . . . . . Vergleich Drehzahlkennlinien Maxon EC 22 HD und EC 22 Stromrippel erzeugt durch PWM Signal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 5 6 7 11 12 13 3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 Biegen und abschneiden der Pins - SM470R1B1M-HT . . . . . Mikrocontroller auf Hochtemperatur Platine . . . . . . . . . . Current-Shunt-Monitor - TI INA271-HT . . . . . . . . . . . . . Durchlassstrom über der Temperatur - Semikron SBH 1245TL Clifton GaAs Power Diode Hermetic Package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 18 26 29 30 5.1 5.2 5.3 5.4 5.5 5.6 5.7 Schaltungslayout Halbbrückentreiber . . . . . . . . . . . . . . . Schaltungslayout Current-Shunt-Monitor TI INA 271 . . . . . . Sallen-Key Tiefpass 1. Ordnung aus INA271 Datenblatt . . . . . Messbrücke mit PT-1000 für Temperaturmessung . . . . . . . . Hall-Sensorbeschaltung auf Hochtemperatur Embedded System Steckerbelegung Anschluss Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . Steckerbelegung Anschluss BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 44 45 47 48 49 50 6.1 6.2 Störungen auf Hall-Sensorsignal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kopplungsarten für Signalstörungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 52 7.1 7.2 7.3 7.4 7.5 7.6 7.7 7.8 7.9 Hyperwürfel Gray-Code Hall-Sensorwerte . . . . . . . . . . . . . . Programmablaufplan der Startinitialisierung . . . . . . . . . . . . . Programmablaufplan Interrupt Service Routine der Kommutierung Generieren eines PWM-Signals . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Prescaler Configuration HET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Takteingang RTI-Modul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Beispiel Kaskadenregelung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Programmablaufplan P-Regler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Programmablauf durch Interrupts . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 57 59 62 63 65 69 71 73 8.1 Motorprüfstand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75 Chris Bauer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . V 8.2 8.3 8.4 8.5 Diagramm zur Verifizierung der Drehzahlmessung . U Testlauf 500 min - Strombegrenzung am Netzteil 1,5A . U Testlauf 500 min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A . U Testlauf 2000 min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 79 80 80 2.1 2.2 2.3 Ausschnitt vom Maxon EC 22 HD Datenblatt . . . . . . . . . . . . . . . . Ausschnitt aus dem Datenblatt des Maxon EC 22 Motors . . . . . . . . . Vergleich Maxon EC 22 mit EC 22 HD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 9 10 3.1 3.2 3.3 Gegenüberstellung erhältliche Hochtemperatur Controller . . . . . . . . Vergleich geeignete erhältliche Hochtemperatur MOSFETs . . . . . . . . Daten Cissiod CHT-Hyperion Halfe Bridge Driver . . . . . . . . . . . . . 17 20 25 7.1 7.2 Kommutierungslogik BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . TAP-Interrupt-Bits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 67 8.1 8.2 Messdaten Drehzahlverifizierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gemittelte Drehzahlwerte in 6er Schritten . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76 77 Tabellenverzeichnis Chris Bauer VI 1. Einleitung Elektrische Energie und Wärmeenergie sind aus unserer heutigen Gesellschaft nicht mehr wegzudenken. Sie gehören nahezu schon zu den Grundbedürfnissen eines jeden Menschen. Elektrische Energie wird meist aus fossilen Energieträgern oder durch Kernenergie gewonnen. Hierbei ist jedoch bekannt, dass die fossilen Brennstoffe einen endlichen Energieträger darstellen. Ebenso sind die Gefahren, welche von der Kernenergie ausgehen können, bekannt. Als aktuelles Beispiel ist hier das Unglück vom März 2011 in Fukushima zu nennen. Um in Zukunft genügend Energie auf sicherem Wege erzeugen zu können, versucht man auf regenerative Energiequellen umzusteigen. Eine mögliche regenerative Energiequelle ist die Geothermie. Hierbei handelt es sich um die im zugänglichen Teil der Erdkruste gespeicherte Wärme. 1.1. Motivation der Bachelorarbeit Um mittels Erdwärme elektrische Energie erzeugen zu können, muss in tiefere Teufen1 gebohrt werden, damit wärmere Gebiete in der Erdkruste erreicht werden. Die Temperatur steigt mit der Bohrlochtiefe proportional an. Hierbei werden in Teufen von 5000m Temperaturen von bis zu 200°C erwartet. Werden für die Geothermieanwendung solche Teufen erreicht, spricht man von der Tiefen Geothermie. Hierbei handelt es sich um ein weitgehendst unerforschtes Gebiet, da die widrigen Umgebungsbedingungen in solch tiefen Bohrlöchern (bis zu 600bar Druck und 200°C Umgebungstemperatur) das Vorhaben deutlich erschweren. Im Rahmen des Projekts „Zwerg“ wird versucht mehr Informationen aus diesen Teufen zu erörtern. Ein Problem stellen hierbei die benötigten Elektronikkomponenten dar. Es werden derzeit zwei verschiedene Lösungskonzepte verfolgt, um das Problem der Umgebungsbedingungen in den Griff zu bekommen. Ein Ansatz ist die Isolierung und 1 Teufe ist die bergmännische Bezeichnung für die Tiefe. [27] Chris Bauer 1 1.2. Gegenstand und Ziele dieser Arbeit Kühlung bestimmter Sondenabschnitte um Standardelektronik verwenden zu können. Im anderen Ansatz wird versucht eine Elektronik auf Basis für diese Randbedingungen spezifizierter Bauteile aufzubauen. Ziel ist es der Industrie und Forschung ein Baukasten aus „components of the shell“ (cots) zur Verfügung zu stellen, um die Forschungsarbeiten zu erleichtern. Hierbei werden unter anderem auch Aktoren benötigt um gewisse Aufgaben, beispielsweise Pumpen einer Kühlflüssigkeit innerhalb der Sonde, zu realisieren. 1.2. Gegenstand und Ziele dieser Arbeit Seit Anfang des Jahres 2011 ist ein bürstenloser Gleichstrommotor in Hochtemperaturausführung von der Firma Maxon erhältlich. Eine entsprechende Regelung für diese Umgebungsbedingungen wird jedoch nicht bereit gestellt. Ziel dieser Bachelorarbeit ist es einen temperaturbeständigen Servoregler für bürstenlose Gleichstrommotoren aufzubauen. Besonders bei der Leistungselektronik, welche selbst Abwärme an die Umgebung gibt, wird versucht, diese aus dem gekühlten Bereich der Sonde auszulagern. In einer Studienarbeit von Jochen Antons wurden aktuelle Servoregler auf ihren Funktionsumfang geprüft, sowie grundlegend notwendige Bauteile erörtert, die für den Betrieb eines bürstenlosen Gleichstrommotors benötigt werden.[1] In dieser Bachelorarbeit wird versucht, die Elektronik in Hochtemperaturausführung aufzubauen und ein erster Programmentwurf auf einem Hochtemperatur Mikrocontroller umgesetzt. 1.3. Gliederung der Arbeit Nach der Einführung im ersten Kapitel wird im Kapitel zwei auf die Grundlagen von bürstenlosen Gleichstrommotoren eingegangen, sowie der von Maxon Motor erhältlich Hochtemperatur Motor „EC 22 HD“ erläutert. Im folgenden Kapitel werden auf Basis des Grundlagenwissens die für den Betrieb notwendigen Komponenten in Hochtemperaturausführung vorgestellt. Aufgrund der schwierigen Lieferbedingungen wird im Kapitel vier auf die ersatzweise aufgebaute Standardelektronik des Leistungsteils eingegangen. Im folgenden Kapitel wird die Dimensionierung der Elektronik Schaltung und das Schaltungslayout erläutert. Chris Bauer 2 1.3. Gliederung der Arbeit Danach wird auf die Implementierung der Software auf dem Hochtemperatur Mikrocontroller eingegangen, sowie Problemstellen im Schaltungslayout aufgezeigt. Abschließend werden einige Testreihen vorgestellt, ein kurzes Statement, sowie ein Ausblick auf weiterführende Arbeiten am temperaturbeständigen Servoregler gegeben. Chris Bauer 3 2. Grundlagen BLDC Motor 2.1. Aufbau und Funktionsweise BLDC Motor Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor, auch Brushless DC Motor (BLDC) genannt, sind zur Kommutierung keine Bürsten vorhanden, sondern es wird eine elektronische Schaltung benötigt. Aus diesem Grund ist auch die Bezeichnung EC-Motor für „electronically commutated“ geläufig. Vom prinzipiellen Aufbau entspricht ein BLDC Motor dem einer permanenterregten Synchronmaschine. [37] Beim Kommutiervorgang in Gleichstrommaschinen wird die Stromrichtung im Anker umgepolt. Dies ist notwendig, um bei Drehbewegung ein Drehmoment in die gleiche Richtung erzeugen zu können. Die physikalische Grundlage hierzu besteht darin, dass sich entgegengesetzte Pole anziehen und gleiche abstoßen. Will man die Kraft in eine Richtung trotz Drehbewegung aufrecht erhalten, ist es ab einem gewissen Winkel notwendig den Stromfluss, welcher im Anker den magnetischen Fluss erzeugt, umzupolen bzw. zu verändern. [34] Abbildung 2.1.: Prinzip Gleichstrommaschine [39] Der mechanische Kommutator besteht aus Bürsten und Schleifringen. In Abbildung 2.1 sind in braun die Schleifringe, sowie in rot und blau in der Mitte an der Versorgungsspannung die Bürsten zu erkennen. Die mechanische Kommutierung weist mit zunehmender Betriebsdauer einen Verschleiß an den Bürsten und Schleifringen auf. Chris Bauer 4 2.2. Ansteuerung BLDC Motor Bürstenlose Motoren hingegen arbeiten nahezu verschleißfrei, allerdings bedarf es einer aufwendigen Elektronik um das Drehfeld zu erzeugen. Abbildung 2.2.: Grundlegende Funktionsweise BLDC Motor [37] In Abbildung 2.2 ist der Aufbau eines BLDC Motors zu erkennen. Er besteht aus mindestens 3 Wicklungen im Stator und einem Permanentmagneten mit mindestens einem Pol im Anker. Zur Lagenerkennung können zusätzliche Sensoren, z.B. Hall-Elemente am Läufer angebracht sein. Um beim BLDC Motor eine Drehbewegung zu erzeugen, werden die Wicklungen im Stator je nach Läuferposition mit Strom beaufschlagt. Der Läufer richtet sich nach dem magnetischen Fluss, welcher durch die Wicklungen im Stator erzeugt wird, aus. Die Schalter V1-V6 (auch als 6-Puls-Brückenschaltung bezeichnet) können abwechselnd so angesteuert werden, dass das Ausrichten des Läufers in einer Drehbewegung resultiert. 2.2. Ansteuerung BLDC Motor 2.2.1. Grundlegende Elektronik Komponenten Die Elektronikkomponenten eines Servoreglers lassen sich in zwei Bereiche gliedern. Ein Bereich ist die Leistungselektronik, welche den Motor direkt mit elektrischer Leistung versorgt. Der zweite Bereich ist die Kleinsignalelektronik oder auch Steuerelek- Chris Bauer 5 2.2. Ansteuerung BLDC Motor tronik genannt, welche die Kommutierungs- und Regelungsaufgaben übernimmt. Abbildung 2.3.: Blockschaltbild BLDC Motor mit Elektronik [19] Leistungselektronik Als Leistungsschalter (in Abbildung 2.2 als V1 bis V6 bezeichnet) kommen Transistoren, beispielsweise Feldeffekttransistoren bzw. MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistoren) zum Einsatz. Diese Transistoren werden über das Gate mit einer Spannung gesteuert. Um den Stromkreis über die Motorspulen herzustellen werden 3 Halbbrücken, bestehend aus 2 MOSFETs, benötigt. Um die Motorwicklungen mit Strom zu versorgen muss immer in zwei verschiedenen Halbbrücken jeweils ein MOSFET durchgeschaltet sein (siehe Abbildung 2.3). Steuerelektronik Die Kommutierungslogik (siehe Abbildung 2.4) kann entweder per Software auf einem Mikrorechner bzw. Mikrocontroller oder per Hardware mit Logikbausteinen realisiert werden. In der Geothermie Hochtemperaturanwendung wird versucht mit möglich wenigen Halbleiterbauteilen auszukommen. Aus diesem Grund wird die Kommutierungslogik mit einem Mikrocontroller in Software realisiert. Zur Kommutierung wird die aktuelle Position des Läufers benötigt. Diese wird im Falle des verwendeten Maxon EC 22 HD Motors von drei Hallsensoren detektiert, wodurch sich eine Auflösung in 60° Schritten ergibt. Chris Bauer 6 2.2. Ansteuerung BLDC Motor Abbildung 2.4.: Kommutierungslogic Maxon EC Motor [17] Die Aufgabe der Elektronik beim Kommutieren besteht darin, die Position auszulesen und das Drehfeld über die Leistungselektronik ständig anzupassen. (siehe Abbildung 2.3) Da die Position des Rotors nur in 60° Schritten aufgelöst werden kann, wird der Motor mit Blockkommutierung betrieben. Blockkommutierung bedeutet, dass die Statorwicklungen so mit Strom beaufschlagt werden, dass das resultierende elektromagnetische Feld des Stators in 60° Schritten wandert. Hierdurch entsteht ein Drehmomentrippel von ca. 14%, da die Position des Rotors im Bezug auf das magnetische Feld, und die damit resultierende Kraft, nicht immer identisch ist. [17] Damit ein Strom durch die Motorwicklungen fließt, müssen immer zwei Leistungsschalter geschlossen sein. Ein Schalter an Plus und ein Schalter der an Minus angebunden ist ergeben den Stromkreis (siehe Abbildung 2.3). Durch eine Sternverschaltung der Motorwicklungen fließt der Strom somit durch zwei Motorspulen. Zusätzlich zur Kommutierungslogik muss die Steuerelektronik, bzw. der Mikrocontroller, die Regelung der Drehzahl oder Positionieraufgaben übernehmen. Außerdem wird in der Hochtemperaturanwendung eine Überwachung der Umgebungstemperatur notwendig sein, um die Regelparameter des Motors gegebenenfalls anpassen zu können. Chris Bauer 7 2.3. Maxon EC 22 HD Motor 2.3. Maxon EC 22 HD Motor Seit Anfang 2011 ist im Maxon Motorenprogramm der Maxon EC 22 HD Motor erhältlich. EC steht hierbei für „electronically commutated“ also für einen bürstenlosen Gleichstrommotor. HD wird mit „Heavy Duty“ für harsche Umgebungsbedingungen als Zusatz angegeben. Die Zahl 22 gibt den Außendruchmesser von 22mm des Elektromotors an. Von diesem Motortyp ist eine Variante welche in Luft, sowie eine die in Öl funktioniert, erhältlich. Die maximale Dauerleistung bei 25°C Umgebungstemperatur, des in Öl gelagerten Motors, beträgt 240 Watt. Bei 200°C Umgebungstemperatur können noch ca. 80W Dauerleistung abgegeben werden. Für die Anwendung in der Geothermie Bohrlochsonde wird der Motor für Anwendungen in Öl verwendet, da die komplette Sonde mit Öl befüllt wird. Als Referenzmedium gibt Maxon das „Shell Tellus Öl T15„ an. Dieses Öl wurde bestellt und ist bereits für spätere Tests mit dem EC 22 HD vorhanden. Bei Hochtemperaturtests mit diesem Öl sollte jedoch auf die Entzündlichkeit bei hohen Temperaturen geachtet werden. Der Flammpunkt des Öls beträgt 170°C. Tabelle 2.1.: Ausschnitt vom Maxon EC 22 HD Datenblatt [18] Die Motoren können in einer Version mit oder ohne Hall-Sensoren bestellt werden. Für die Anwendung in der Geothermie Bohrlochsonde ist der Motor mit Hall-Sensoren besser geeignet, da dieser auch im Start-/Stoppbetrieb verwendet werden soll. Die Motorvariante mit Hall-Sensoren erreicht eine Gesamtlänge von ca. 90mm. Für die Dimensionierung der Leistungselektronik, an welche der EC 22 HD Motor an- Chris Bauer 8 2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 geschlossen wird, sind die Nennspannung von 48V und der Nennstrom von 1,88A (siehe Tabelle 2.1 letzte Spalte) bei 200°C Umgebungstemperatur zu beachten. Der EC 22 HD Motor wurde im April bestellt und soll voraussichtlich im August geliefert werden. Aufgrund der Ungewissheit, ob der Motor zu diesem Zeitpunkt geliefert wird, wurde das Niedertemperaturderivat EC 22, bei Maxon Motor bestellt. Mit diesem Motor können erste Tests mit dem Servoregler erfolgen. Bei der Programmierung der Regelung ist hierbei auf die Unterschiede zwischen diesen beiden Motoren zu achten, weshalb im nächsten Kapitel ein kurzer Vergleich zwischen diesen beiden Motoren erfolgt. 2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 In diesem Kapitel wird kurz auf die Unterschiede zwischen dem EC 22 und dem EC 22 Heavy Duty Motor eingegangen. Der EC 22 Motor wird, bis der EC 22 HD Motor geliefert wird, für die Softwareentwicklung als Testmotor verwendet. Tabelle 2.2.: Ausschnitt aus dem Datenblatt des Maxon EC 22 Motors [21] Beim normalen EC 22 Motor kann beim Kauf zwischen verschiedenen Nennspannungen entschieden werden. Bei der gekauften Version handelt es sich um die Version mit einer Nennspannung von 48V (siehe Tabelle 2.2 roter Kasten). Bei den Motordaten werden für die Gegenüberstellung die wichtigsten Werte bei 25°C Umgebungstemperatur verglichen (vgl. Tabelle 2.3). Chris Bauer 9 2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 Nennspannung Leerlaufdrehzahl Nenndrehzahl Nennstrom Nennmoment Anlaufstrom Anschlusswiderstand Phase-Phase Anschlussinduktivität Phase-Phase Drehzahlkonstante Drehmomentkonstante Kennliniensteigung EC 22 HD 48 V U 12900 min U 8560 min 4,53 A 149 mNm 13,4 A EC 22 48 V U 32200 min U 30100 min 3,33 A 45,8 mNm 60,2 A EC 22 angepasst 20 V U 13440 min 25,1 A 3,59 Ω 0,797 Ω 0,797 Ω 0,357 mH 0,188 mH 0,188 mH U 278 min ·V 34,3 mNm · A 29 min·UmNm U 672 min ·V 14,2 mNm · A 37,7 min·UmNm U 672 min ·V 14,2 mNm · A 37,7 min·UmNm Tabelle 2.3.: Vergleich Maxon EC 22 mit EC 22 HD Von den elektrischen Parametern abgesehen, sollte der verwendete Motor einen Außendurchmesser von 22mm sowie einen Wellendurchmesser von 4mm aufweisen. Trifft dies nicht zu, müsste zusätzlich zu den Änderungen im elektrischen Aufbau auch der mechanische Prüfstandaufbau an den Niedertemperaturmotor angepasst werden. Im Folgenden wird auf die elektrischen Unterschiede zwischen den Maxon EC 22 HD und EC 22 Motoren näher eingegangen. Mit der angelegten Spannung und der Drehzahlkonstante, lässt sich mit einer Näherung auf die Leerlaufdrehzahl zurückrechnen: n0 = k n · U [17] (2.1) U n0 ...Leerlaufdrehzahl [ min ] U kn ...Drehzahlkonstante [ min ·V ] U ...angelegte Versorgungsspannung [V] Chris Bauer 10 2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 Mit dem Anlaufstrom und der Drehmomentkonstante lässt sich das Anhaltemoment errechnen: MH = k M · IA [17] (2.2) M H ...Anhaltemoment [mNm] k M ...Drehmomentkonstante[ mNm A ] I A ...Anlaufstrom [A] Der Anlaufstrom lässt sich aus der angelegten Spannung und dem Anschlusswiderstand Phase-Phase errechnen. Im Anlaufmoment kann die Motorinduktivität (hier L1), aufgrund stationären Verhaltens und die Induktionsspannung vom Polrad (UP ), da noch keine Drehbewegung vorhanden ist, vernachlässigt werden. Abbildung 2.5.: Einphasiges Ersatzschaltbild BLDC Motor Für den Anlaufstrom gilt: I A = US R Mit den genannten Parametern kann die Drehzahlkennlinie bei konstanter Spannung in einem Diagramm dargestellt werden. Die Werte berücksichtigen noch keine Toleranzen oder Temperatureinflüsse, reichen aber dennoch für eine überschlagsmässige Betrachtung aus. In Abbildung 2.6 ist in einem Diagramm ein Vergleich der beiden Motoren mittels Drehzahlkennlinie dargestellt. Die Leerlaufdrehzahl n0 des EC 22 Motors wird auf das Niveau des EC 22 HD Motors herabgesetzt, indem die angelegte Spannung auf 20V reduziert wird. Chris Bauer 11 2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik Durch verändern der angelegten Spannung wird eine Parallelverschiebung der Drehzahlkennlinie bewirkt. Dies ist für den Motor unproblematisch, da DC Motoren mit beliebigen Spannungen betrieben werden können. Aus dem Diagramm in Abbildung 2.6 sind auch die unterschiedliche Kennliniensteigung ∆n ∆M zu erkennen. Anhand der Kennliniensteigung lässt sich ein direkter Vergleich zwischen verschiedenen Motoren aufstellen. Hierbei lässt sich generell sagen, je kleiner die Steigung, desto unempfindlicher reagiert die Drehzahl auf Last- bzw. Drehmomentänderungen und desto kräftiger ist der Motor. [21] Bei der Programmierung des Servoreglers ist darauf zu achten, dass alle Motor abhängigen Parameter so einfach wie möglich vom EC 22 an den EC 22 HD Motor angepasst werden können. Abbildung 2.6.: Vergleich Drehzahlkennlinien Maxon EC 22 HD und EC 22 2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik Für die Motorelektronik werden einige Eckdaten für den Betrieb des Motors von der Dimensionierung festgehalten, um die Elektronikkomponenten besser auswählen zu können. Als Kommutierungsart wird Blockkommutierung gewählt. Eine Sinuskommutierung ist mit der derzeitigen Rotorlageauflösung mittels den Hall-Sensoren in 60° Schritten Chris Bauer 12 2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik nicht möglich, es müssten hierfür Signale von Encoder oder Resolver zur Rotorlagenauflösung zur Verfügung stehen. [17] Die Motorspulen werden bei der Blockkommutierung mit einem Pulsweitenmodulierten Singal (PWM) bestromt. Hierbei lässt sich die Drehzahl über das Verhältnis von Impulsdauer zur Periodendauer (Tastverhältnis) des PWM-Signals verstellen. Die Spannung und somit die Drehzahl, welche am Motor anliegt, stellt sich Proportional zum Tastverhältnis des PWM-Signals über die Motorinduktivität ein. Es entstehen hierbei jedoch sogenannte Stromrippel, wie in Abbildung 2.7 zu erkennen ist. Die gewählte Frequenz des PWM-Signals hängt deshalb unter anderem von der Induktivität der Motorwicklungen, einem Motor abhängigen Parameter, ab. Abbildung 2.7.: Stromrippel erzeugt durch PWM Signal [15] In der Gleichung 2.3 wird ersichtlich, welche Parameter die Größe der Stromrippel beeinflussen. ∆Imax = Vcc 2 · f PW M · ( L Mot + L Add ) [15] (2.3) ∆Imax ...maximal auftretende Stromschwankungen [A] VCC ...Spannung Motor [V] fPW M ...Frequenz des PWM Signals [Hz] L Mot ...Induktivität der Motorwicklung [H] L Add ...Zusätzliche Drosselinduktivität [H] Maxon empfiehlt für kleine Motoren eine PWM Frequenz zwischen 39kHz und 60kHz, damit die entstehenden Stromrippel nicht zu groß werden. Dies hätte eine Aufwärmung des Motors zur Folge. [15] Chris Bauer 13 2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik Aus diesem Grund wird als PWM-Frequenz für den Hochtemperatur Brushless DC Regler 50kHz festgelegt. Setzt man nun die Werte des Maxon EC 22 HD Motors (Abschnitt A.1) in die Gleichung 2.3 ein, so erhält man als Ergebnis maximale Stromrippel von 1,34 A. In der ersten Testphase wird zusätzlich der Maxon EC 22 Motor eingesetzt. Die Motorwicklungen haben bei diesem Motor eine deutlich geringere Induktivität (siehe Tabelle 2.2) . Die Berechnung mit der Gleichung 2.3 ergibt bei diesem Motor maximale Stromrippel von 4,07 A. Sind die Stromrippel zu hoch können in den Stromkreis, zusätzlich zur Motorinduktivität, in Reihe Drosselinduktivitäten integriert werden. [15] Im Datenblatt des 1-Q-EC Verstärker DEC Modules 50/5 von Maxon wird die Gleichung 2.4 angegeben. Mit dieser Gleichung kann die benötigte Indutkivität errechnet werden. Ist das errechnete Ergebnis negativ oder Null, so wird keine zusätzliche Induktivität benötigt. Ansonsten kann die benötigte zusätzliche Drosselinduktivität direkt aus dem Ergebnis abgelesen werden. [20] L Phase ≥ 0, 5 · ( VCC − (0, 3 · L Motor )) 6 · f PW M · IN [20] (2.4) LPhase ... zusätzliche externe Induktivität pro Phase [H] VCC ...Spannung Motor [S] fPW M ...Frequenz des PWM Signals [Hz] L Mot ...Induktivität der Motorwicklung [H] Setzt man die Werte des EC 22 HD Motors in die Gleichung 2.4 ein, so erhält man ein Ergebnis von -36µH. Dies bedeutet bei einer PWM-Frequenz von 50kHz werden keine zusätzlichen Drosselinduktivitäten benötigt. Beim EC 22 Motor von Maxon erhält man mit obiger Gleichung 2.4 als Ergebnis 6,3µH. Es wird also eine externe zusätzliche Drosselinduktivität benötigt. Es werden hierfür 10µH Spulen eingesetzt, da eine größere Induktivität keinen Nachteil mit sich bringt. Die errechneten Stromrippel von Gleichung 2.3 verringern sich mit der zusätzlichen Induktivität von 4,07A auf 3,75A. Die Stromrippel des EC 22 Motors sind trotz der zusätzlichen Induktivität noch deutlich größer als die Stromrippel des Hochtemperatur Motors. Chris Bauer 14 3. Hochtemperatur Elektronik 3.1. Anforderungsanalyse - Pflichtenheft Die wichtigsten Parameter für die Auswahl von geeigneten Komponenten für den Servoregler sind die Umgebungsbedingungen und der verwendete Maxon EC 22 HD Elektromotor. Es lassen sich folgende Anforderungsspezifikationen an die Hochtemperaturelektronik stellen: Anforderungen nach Umgebungseinflüssen: • Komponenten für Umgebungstemperaturen bis 200°C spezifiziert • Vibrationsfestigkeit der Lötstellen und Platine • Lebensdauer mindestens 1000h bei 200°C Anforderungen nach Motordaten: U • Maximaldrehzahl für Kommutierung beträgt 13900 min • Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 HD bei 25°C beträgt 4,53A • Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 HD bei 200°C beträgt 1,88A • Maximaler Anlaufstrom Maxon EC 22 HD 13,4A bei 25°C • PWM Frequenz für Blockkummutierung beträgt 50kHz • Nennspannung des Motors beträgt 48V Anforderungen an Elektronik nach Regelungsaspekten: • Für Drehzahlregelung min 3 PWM-Ausgänge • AD-Wandler Eingang für Strommessung Chris Bauer 15 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile • 3 Interrupt fähige Eingänge für Hallsensoren • 3 Ausgänge um Halbbrücken zu aktivieren/deaktivieren • Temperaturmessung und Anpassung der Regelung nach Temperatureinflüssen • Kurzschlussschutz in Hardware durch Halbbrückentreiber Alle Komponenten, welche für die Funktionalität notwendig sind, müssen für diese Randbedingungen geeignet sein. Hierzu zählen auch die Verbindungstechnik und die Leiterplatte. Die Hardware für die Temperaturmessung wurde schon in einer Projektarbeit auf der Platine des Hochtemperatur Embedded Systems integriert. Die Temperaturmessung muss in dieser Arbeit nicht dimensioniert werden. [2] 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Grundlegend lässt bei der Auswahl der Hochtemperaturkomponenten sagen, dass die Vielfalt an Bauteilen für diesen Temperaturbereich stark eingeschränkt ist. Nur wenige Hersteller bieten Halbleiterbauteile für diesen Temperaturbereich an. 3.2.1. Mikrocontroller Der Mikrocontroller des Servoreglers muss ebenfalls den in Abschnitt 3.1 genannten Anforderungen entsprechen. Texas Instruments bietet einen Mikrocontroller mit ARM7 Core und einem Einsatztemperaturbereich von -55°C bis +220°C an. Der Controller ist in einem Keramikgehäuse oder als KGD1 erhältlich. Der Funktionsumfang der Variante mit Gehäuse ist deutlich geringer, verglichen mit dem direkten Halbleiterchip, da nicht alle Anschlüsse nach außen gebondet werden. Für den Hochtemperatur Servoregler ist der Funktionsumfang mit Gehäuse dennoch ausreichend. Im Rahmen einer Projektarbeit im 4. Semester wurde ein Hochtemperatur Embedded System auf Basis des TI SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers entwickelt.[2] Dieses wird für den Servoregler in der Bachelorarbeit zur Regelung der Drehzahl und Steuerung der elektronischen Kommutierung verwendet. Hierfür wird es um die notwendigen Leistungsbauteile auf einer zusätzlichen Platine ergänzt. Derzeit sind die in der Tabelle 3.1 aufgezeigten Hochtemperatur Controller erhältlich. 1 KGD bedeutet Known Good Die. In der Mikroelektronik wird hiermit ein Halbleiter bezeichnet, der, bevor er in einem Gehäuse untergebracht wird, als fehlerfrei qualifiziert wird. [36] Chris Bauer 16 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Honeywell HT83C51 Texas Instruments SM470R1B1MHT 16/32Bit Mikrocontroller 60MHz (Pipeline Mode) Texas Instruments SM320F2812HT Texas Instruments SM320F28335HT DSP 32Bit CPU DSC 32Bit CPU 150MHz 100MHz 256K x 16 Flash 1K x 16 OTP ROM 4K × 16 RAM 8K × 16 SARAM 1K x 16 SARAM Controllerart 8Bit Mikrocontroller Max. Frequenz 16MHz ROM 8K Byte Mask ROM 1M-Byte Program Flash Up to 128K × 16 Flash 1K × 16 OTP ROM RAM 256 Bytes RAM 64K-Byte Static RAM (SRAM) 34K x 16 SARAM 2 - 10/12 12/16 12/16 -55°C bis 225°C -55°C bis 220°C -55°C bis 220°C -55°C bis 210°C Über den kompletten Temperaturbereich 5 Jahre garantiert Bei 220°C Junctiontemperatur ca. 1000h Bei 220°C Junctiontemperatur ca. 1000h Bei 200°C Junctiontemperatur ca. 5000h AD-Wandler (Bit/Kanäle) Temperaturbereich Lebenserwartung Tabelle 3.1.: Gegenüberstellung erhältliche Hochtemperatur Controller 2 SARAM= Single-Access RAM: Memory space that only can be read from or written to in a single clock cycle. [31] Chris Bauer 17 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile In der vorangegangenen Projektarbeit im 4. Semester wurde die Entscheidung Aufgrund des Funktionsumfangs für den TI SM470R1B1M-HT Mikrocontroller getroffen und für diesen Controller ein Layout entwickelt. Der digitale Signal Controller (DSC) von TI wurde erst nach Ende der Projektarbeit veröffentlicht und war zum Zeitpunkt der Entscheidung nicht bekannt. Die Motorregelung kann jedoch problemlos mit dem gewählten Mikrocontroller realisiert werden. Ein Umstieg auf den digitalen Signal Controller wäre zu einem späteren Zeitpunkt, wenn die Regelung sehr aufwendig werden sollte, denkbar. Im Rahmen dieser Bachelorarbeit ist diese Umsetzung auf einen anderen leistungsfähigeren Controller nicht notwendig und zeitlich nicht zu realisieren. Um den Controller auf der Platine verlöten zu können, müssen zunächst die Pins gebogen und abgeschnitten werden (siehe Abbildung 3.1). Abbildung 3.1.: Biegen und abschneiden der Pins - SM470R1B1M-HT Anschließend kann der Mikrocontroller auf der Hochtemperaturplatine, welche von Brockstedt aus einem Polyimid-Glas-Trägermaterial gefertigt wurde, aufgelötet werden. Abbildung 3.2.: Mikrocontroller auf Hochtemperatur Platine Chris Bauer 18 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile 3.2.2. MOSFETs Das wichtigste Bauteil der Leistungselektronik sind die eigentlichen Leistungsschalter, welche die Motorspulen mit Strom beschalten (siehe Unterabschnitt 2.2.1 Grundlegende Elektronik Komponenten). Als Schalter werden MOSFETs eingesetzt, welche für den genannten Spannungs- und Strombereich des zu betreibenden Motors ausgelegt sein müssen. Zusätzlich muss die Strombelastbarkeit, besonders bei den Umgebungstemperaturen von bis zu 200°C, beachtet werden. Die MOSFETs müssen hier genügend Reserven aufweisen, wobei ein möglichst geringer Widerstand von Drain to Source (R DSon ) vorteilhaft ist. Zusätzlich sollten die Schaltzeiten der MOSFETs möglichst kurz sein, um die Verluste beim Schalten des PWM-Signals möglichst gering zu halten. Während des Ein- und Ausschaltvorgangs wird der Ohmsche Bereich des Transistors durchfahren. Der MOSFET verändert in Abhängigkeit der angelegten Spannung am Gate den Ohmschen Widerstand RDSon . Der Widerstand sollte über einen sehr kurzen Zeitraum ansteigen oder sinken, wobei dann nur kurzfristig eine große Verlustleistung über dem MOSFET abfällt. Die Schaltzeit verhält sich proportional zu den Verlusten beim Schalten. Sind die Schaltzeiten sehr schnell, ist die Verlustleistung sehr gering. Anforderungen an die MOSFETs zusammengefasst: • Umgebungstemperaturen bis zu 200°C • Min. 48V Sperrspannung von Drain to Source • Min 5A Drain Dauerstrom bei 25°C Umgebungstemperatur • Min 2A Drain Dauerstrom bei 200°C Umgebungstemperatur • Schaltzeiten möglichst kurz aufgrund dynamischer Belastung Der maximale Dauerstrom ist für den Betrieb mit einem PWM-Signal nicht die Belastungsgrenze. Er gibt jedoch eine grobe Richtung über die Belastungsgrenze, aufgrund des Widerstands R DSon und des thermischen Übergangswiderstands von Junction to Case, an. Hochtemperatur MOSFETs, welche bis zu 200°C Umgebungstemperatur funktionieren, werden derzeit von drei Herstellern angeboten. Nach den Einflussgrößen Spannung Chris Bauer 19 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile und Umgebungstemperatur sortiert, bleiben noch drei MOSFETs, welche mit dem Motor verwendet werden könnten, übrig. Diese werden nachfolgend tabellarisch verglichen. Temperaturbereich Drain Spannung Drain Strom 25°C Drain Strom 200°C Steuerspannung Gate VGS On-Time (td−On + tr ) Off-Time (td−O f f + t f ) RDS(on) @Tj=25°C RDS(on) @Tj=225°C Package Besonderheiten Honeywell HTNFET -55°C bis +300°C Bis 60V Max. 1A, Continuous Max. 1A, Continuous CISSOID CHT-NMOS8010 -55°C bis + 300°C Bis 80V 13,5A 1µs pulse, Tj=25°C 9A 1µs pulse, Tj=225°C 5V 5V 5V 30ns 110ns 90ns @Tj=230°C 84ns 181ns 60ns @Tj=230°C 0,4Ω Angabe fehlt 4-Pin-Power-Tab Drain Strom Angabe nicht bekannt für welche Temperatur 0,24Ω 0,44Ω TO 254 0,1Ω 0,21Ω 6-lead TO257 Passende Treiber ebenfalls erhältlich Mit integrierten Treibern, Noch nicht erhältlich X-RELXTR204112 -60°C bis +230°C Bis 70V 20A 2µs pulse, Tj=25°C 12A 2µs pulse, Tj=230°C Tabelle 3.2.: Vergleich geeignete erhältliche Hochtemperatur MOSFETs Alle erhältlichen Hochtemperatur MOSFETs sind Logic Level FETs. Das bedeutet, diese MOSFETs können mit einer Steuerspannung von 5V am Gate durchgeschaltet werden. Beim von Honeywell erhältlichen MOSFET kann die maximale Leistung des Maxon EC 22 HD Motors nicht erreicht werden, da die Dauerstrombelastbarkeit mit 1A zu gering ist. Aufgrund der Tatsache, dass die Umgebungsbedingungen sehr harsch sind, sollte außerdem eine Reserve bei der Belastbarkeit der MOSFETs gegeben sein. Der MOSFET kann somit für den Servoregler nicht verwendet werden. Um einen Kurzschluss in einer Halbbrücke zu vermeiden, sollte in den Halbbrückentreibern eine Kurzschlusssicherung integriert sein. Ein Kurzschluss in einer Halbbrücke bedeutet, dass beide MOSFETs einer Halbbrücke gleichzeitig durchgeschaltet sind und somit die Spannungsquelle kurzschließen. Viele Treiberbausteine, welche für die Ansteuerung der MOSFETs notwendig sind, bieten solche Ausstattungsfeatures. Bei den MOSFETs von X-REL ist der Treiber im MOS- Chris Bauer 20 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile FET integriert, was Bauteile auf der Platine einspart. Diese MOSFET-Treiberkombination bietet laut Datenblatt jedoch das Feature mit der Kurzschlusssicherung nicht und ist zudem noch nicht erhältlich. Aus diesen Gründen werden die MOSFETs CHT-NMOS8010 von Cissoid für den Servoregler ausgewählt. Bei der Auswahl wurden zudem die Berechnungen des maximalen Dauerstroms bei 200°C sowie die gesamten Verlustleistungen in Abhängigkeit des Motorstroms bei 200°C Umgebungstemperatur beachtet. Berechnung max. Dauerstrom bei TA =200°C und TJ =225°C: Hierzu ist der Widerstand RDSon bei T J =225°C und der thermische Übergangswiderstand von Junction to Ambient ΘJA notwendig. Der Übergangswiderstand Junction to K Case ist mit ΘJC=5 W angegeben. Der Übergangswiderstand von Case to Ambient wird in dieser Rechnung vernachlässigt und sollte auch später in der Anwendung in der Sonde, im Verhältnis zum ΘJC Widerstand, vernachlässigbar klein sein. Die MOSFETs werden auf einen großen Kühlkörper montiert, wobei sich dieser zusätzlich in einem Ölbad im inneren der Sonde befindet. Die komplette Elektronik der Bohrlochsonde soll später in Öl getaucht betrieben werden. K Der RDSon bei T J =225°C beträgt 0,44Ω und ΘJA wird mit 5 W angenommen. Aus den Formeln ∆T = P · Rth , dem ohmschen Gesetz sowie P = U · I lässt sich die zusammengesetzte Gleichung 3.1 erstellen: s Imax = ∆TJunction to Ambient R DSon · ΘJ A (3.1) Imax ...maximaler Dauerstrom [I] ∆TJunction to Ambient ...Temperaturunterschied Umgebung zu Halbleiter [◦ C] RDSon ...Widerstand Drain to Source [Ω] K ΘJ A ...thermischer Übergangswiderstand [ W ] Es ergibt sich ein maximaler Dauerstrom von: Imax Chris Bauer v u 225◦ C − 200◦ C =u = 3.37A t 5k 0.44Ω · W 21 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Der Maxon EC 22 HD Motor ist bei 200°C noch mit einem maximalen Dauerstrom von 1,88A belastbar, womit genügend Reserven beim MOSFET bestehen. Die MOSFETs werden allerdings nicht mit einem Dauerstrom betrieben, sondern mit einem PWM-Signal angesteuert. Die Verlustleistung lässt sich somit in zwei Teilschritten errechnen. Diese sind die statische Verlustleistung, wenn der Schalter geschlossen ist, und die dynamischen Schaltverluste, welche beim Schalten auftreten. Bei der statischen Verlustleistung wird das Tastverhältnis mit einberechnet, um die über die Zeit gemittelten Verluste zu erhalten. Berechnung Verlustleistung MOSFET bei TA =200°C: Formel für statische Verlustleistung: 2 Pon = ID · R DSon · ton T [23] (3.2) Pon ...statische Verlustleistung [W] ID ...Durchlassstrom von Drain to Source [A] ton T ...Tastverhältnis des PWM-Signals [1] Näherungsformel für Dynamische Verlustleistung: PSW = 0, 5 · VDS · ID · f S · (tr + t f ) [23] (3.3) PSW ...dynamische Verlustleistung [W] VDS ...Spannung von Drain to Source [V] f S ...Schaltfrequenz PWM-Signal [Hz] tr + t f ...Signal Anstiegs- und Fallzeiten [s] Für die Berechnung werden folgende Werte verwendet: • Motorspannung 48V • Nennstrom bei 200°C ist 1,88A • Tastverhältnis der PWM beträgt 0,9 • Signal Anstiegs- und Fallzeit beträgt zusammen 151ns • RDSon bei T J =225°C beträgt 0,44Ω Chris Bauer 22 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Das Tastverhältnis beträgt im Betrieb maximal 0,9 und wird deshalb für die Worst Case Berechnung verwendet. Im Unterabschnitt 5.1.2 wird auf den Maximalwert des Tastverhältnisses genauer eingegangen. Statische Verlustleistung: Pon = (1, 88A)2 · 0, 44Ω · 0, 9 = 1, 4W Dynamische Verlustleistung: PSW = 0, 5 · 48V · 1, 88A · 50.000Hz · 151ns = 0, 34W Es ergibt sich somit eine Gesamtverlustleistung von: PV = PC + PSwitching = 1, 4W + 0, 34W = 1, 74W K Mit dem oben angenommenen thermischen Übergangswiderstand ΘJA von 5 W lässt sich die Erwärmung der Halbleiterschicht bei einer Umgebungstemperatur von 200°C errechnen: TJ = TA + ΘJ A · P = 200◦ C + 5 K · 1, 74W = 208, 7◦ C W Es sind somit genügend Reserven vorhanden, weshalb der MOSFET für den Maxon EC 22 HD Motor in der 6-Puls-Brückenschaltung verwendet werden kann. Bei der Verlustleistung kommt als günstiger Faktor noch hinzu, dass der Motor mit Blockkommutierung betrieben wird. In dieser Betriebsart haben die MOSFETs kurze Schaltpausen, da jeweils nur zwei Halbbrücken gleichzeitig aktiv sind. Somit ist die über die Zeit gemittelte Verlustleistung noch etwas geringer. 3.2.3. Halbbrücken-Leistungstreiber Definition: In einer Halbbrücke bedeutet Low-Side-MOSFET, dass der FET eine Last gegen die Masse (GND) durchschaltet. Der High-Side-MOSFET hingegen schaltet die Last an die Versorgungsspannung durch. [22] Für den Betrieb von MOSFETs reicht eine Spannung von 3,3V und der Strom von max. 20mA, die der Mikrocontroller liefern kann, nicht aus. In diesem Kapitel wird auf die Notwendigkeit und die Verfügbarkeit von passenden Leistungstreibern für den Hochtemperatur Brushless DC Servoregler eingegangen. Chris Bauer 23 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Leistungstreiber stellen die Schnittstelle zwischen steuernder Elektronik und der Leistungselektronik dar. Zusammenfassend ergeben sich für die Halbbrücken-Leistungstreiber folgende Aufgaben: • Spannungsanpassung von steuernder Elektronik an Leistungselektronik • Bereitstellen des hohen Ladestroms für Gatekapazität des MOSFETs • Anpassen des Potentials für den High-Side N-FET der Halbbrücke • Kurzschlussschutz der Halbbrücke in Hardware • Totzeit zwischen den Schaltvorgängen bereitstellen Bei den verwendeten Hochtemperatur MOSFETs von Cissoid handelt es sich um Logiclevel FETs. Das bedeutet, ein Potential von 5V zwischen Gate und Source reicht für das Schalten aus. Der TI Hochtemperatur Mikrocontroller liefert an den I/O Pins 3,3V als Ausgangsspannung. Der Widerstand RDSon ist somit noch größer als im voll durchgeschalteten Zustand, was hohe Verlustleistungen zur Folge hat. Außerdem ist ein Betrieb von MOSFETs direkt an einem Controller-Pin nur dann möglich, wenn es sich um keinen dynamischen Betrieb handelt. Die Verlustleistung beim Schalten ist direkt proportional zur Schaltgeschwindigkeit. Damit ein MOSFET schnell schalten kann, sind kurzfristig große Ströme notwendig, um die Gatekapazität aufzuladen. Treiberschaltungen können kurzfristig Strome von bis zu 1,5A zum Laden der Gatekapazitäten bereitstellen. Ein geeigneter Hochtemperatur Leistungstreiber ist für die gewählten Hochtemperatur MOSFETs von Cissoid vom selben Hersteller erhältlich und bietet die in Tabelle 3.3 genannten Ausstattungsfeatures. Eine wichtige Funktion des Leistungstreibers ist das Anpassen des Spannungspegels für das Gate des High-Side N-Kanal MOSFETs. Hierfür ist eine Boostrapschaltung notwendig. Auf die Bootstrapschaltung wird in Unterabschnitt 5.1.2 näher eingegangen. Der Hochtemperatur Leistungstreiber von Cissoid hat bereits die für eine Bootstrapschaltung notwenige Diode integriert. Somit müssen am Leistungstreiber lediglich Kondensatoren und Widerstände dimensioniert werden. Der Halbbrücken-Treiber ist für eine Brückenspannung von 50V ausgelegt und somit für den Maxon Motor geeignet. Für die PWM-Frequenz ist der Leistungstreiber eben- Chris Bauer 24 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Versorgungsspannung Steuerspannung Gate Maximale Brückenspannung Ladestrom Gate Temperaturbereich Treiberart Besonderheiten Cissiod CHT-Hyperion 5V 5V 50V 1A -55°C bis + 225°C N-Channel High-Side- und Low-Side-Treiber - Integrierte Bootstrapschaltung mit Diode - Kurzschlussschutz der Halbbrücke - Unterspannungsschutz Tabelle 3.3.: Daten Cissiod CHT-Hyperion Halfe Bridge Driver falls geeignet. Laut Datenblatt kann der Treiber eine 3nF Gatekapazität mit 500kHz Frequenz ausreichend schnell schalten. Der von Cissoid verwendete MOSFET weist eine Gatekapazität von lediglich 850pF auf und die Schaltfrequenz beträgt nur 50kHz. Somit sind die Leistungstreiber für diese MOSFETs mit den erforderlichen Betriebsparametern optimal geeignet und können verwendet werden. Von anderen Hochtemperatur-Elektronikherstellern sind derzeit keine Leistungstreiber für N-Kanal MOSFETs, mit den benötigten Features, erhältlich. 3.2.4. Strommessung Die Strommessung im Brushless DC Servoregler ist für die Überwachung des Motorbetriebes, oder um eine Drehmoment Regelung über den Strom zu realisieren, notwendig. Der Stromverbrauch des Motors stellt sich über die angelegte Spannung und die aktuelle Drehzahl des Polrades sowie den Lastzustand ein. Die Spannung kann über das Tastverhältnis des PWM-Signals angepasst werden. Die Strommessung ist vorerst hauptsächlich für eine Überlastschutzfunktion notwendig. Für die Strommessung kommen grundsätzlich zwei verschiedene Möglichkeiten in Frage: die berührungslose Strommessung und die Messung mittels Shuntwiderstand im Stromkreis. Die berührungslose Messung kann mit Hall-Sensoren oder Magnetoresistiven-Sensoren realisiert werden. Hall-Sensoren für den Einsatztemperaturbereich werden im Maxon EC 22 HD Motor für Bestimmung der Rotorlage verwendet. Maxon gibt jedoch keine Auskunft über die Art oder den Hersteller der verwendeten Hall-Sensoren. Auch für die berührungslose Messung mittels Magnetoresistiven-Sensoren wurden für Chris Bauer 25 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile den geforderten Einsatztemperaturbereich keine Bauteile gefunden. Für die Messung mittels Shuntwiderstand steht von TI ein Hochtemperatur CurrentShunt-Monitor zur Verfügung. Dieser verstärkt das Signal und bietet einige wichtige Funktionen, auf welche im Abschnitt 5.2 näher eingegangen wird. Von TI ist ebenfalls ein Niedertemperaturderivates Halbleiterbauteil des Current-ShuntMonitors erhältlich, welches zur Entwicklung und Dimensionierung der Schaltung verwendet wird. Samples Von der Firma Texas Instruments wurden, nachdem der Current-Shunt Monitor INA271HT bei der Recherche gefunden wurde, zeitnah Samples angefordert. Innerhalb eines Monats wurden zwei solcher Hochtemperatur ICs als Sample geliefert. In Abbildung 3.3 sind die gelieferten Hochtemperatur-Samples von TI zu sehen. Abbildung 3.3.: Current-Shunt-Monitor - TI INA271-HT An dieser Stelle noch einmal ein Dankeschön an die Firma Texas Instruments. Chris Bauer 26 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile 3.2.5. Passive Bauteile Passive Hochtemperaturbauteile werden erst nachdem eine prototypische Platine aus FR4 mit den Hochtemperatur ICs bestückt wurde bestellt. Zuvor kann mit Standartelektronikderivaten passiven Bauteilen die Dimensionierung verifiziert werden. Die Problematik liegt hierbei in der Mindestabnahmemenge der passiven Komponenten. Kondensatoren Hochtemperatur MLCC SMD-Kondensatoren sind von der Firma Novacap und Kemet in verschiedenen Ausführungen erhältlich. Diese Kondensatoren wurden bereits in der Projektarbeit vom 4. Semester auf dem Hochtemperatur Embedded System verbaut. Mit diesen Kondensatoren können Schwankungen der Spannungsversorgung vor ICs gefiltert werden oder RC-Filter aufgebaut werden. [24] Beim Betrieb eines Gleichstrommotors sind zusätzlich größere Kapazitäten für das Puffern der Versorgungsspannung notwendig. Aufgrund der langen Anschlussleitungen der Versorgungsspannung der Sonde (bis zu 5km Länge) ist dieser Puffer umso wichtiger. Ein Elektromotor würde einen Einbruch der Versorgungsspannung problemlos verkraften, die weiteren Elektronikkomponenten in der Sonde reagieren jedoch sehr sensibel auf Schwankungen in der Versorgungsspannung. Aus diesem Grund müssen zu den SMD-Keramikvielschicht-Kondensatoren weitere Kondensatoren mit einer größeren Kapazität die Versorgungsspannung stabilisieren. Von Kemet sind bedrahtete Keramik Kondensatoren mit Kapazitäten im einstelligen µF Bereich für Umgebungstemperaturen von bis zu 260°C erhältlich. [16] Von Green Tech sind Kondensatoren mit einer Kapazität von 220µF bei 200°C und 60V Spannung erhältlich. [7] Die Firma Evans Capacitor bietet ebenfalls eine Hochtemperatur Bauserie bis + 200°C an. Es sind Kondensatoren mit einer Kapazität von 220µF und 60V bei 200°C, sowie 470µF und 45V bei 200°C Umgebungstemperatur, erhältlich. Die Spannungsfestigkeit der Kondensatoren sinkt bei dieser Bauserie mit der Umgebungstemperatur. [5] Ein anderer Ansatzpunkt um die Spannungsversorgung zu puffern wären evtl. Akkus, welche zur Versorgungsspannung parallel geschaltet werden. Dies hätte den weiteren Vorteil, dass die Versorgungsspannung kurzfristig komplett ausfallen könnte. Akkus für diese Umgebungstemperaturen wurden bislang jedoch noch nicht ergründet. Chris Bauer 27 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Widerstände Für den Hochtemperatur Servoregler sind Widerstände an verschiedenen Stellen erforderlich. Beispielsweise werden Pullupwiderstände, Shuntwiderstände, Widerstände für Spannungsteiler, Widerstände als Vorwiderstand zwischen Gate und Treiber IC sowie Widerstände für Filterschaltungen benötigt. Die Firma SRT Resistor Technologie bietet eine große Produktpalette an SMD- sowie bedrahteten Widerständen. Hierbei sind ebenfalls Widerstände mit großer Belastbarkeit bei 200°C Umgebungstemperatur vorhanden. Diese können als Shuntwiderstände für die Strommessung des Regelkreises verwendet werden. Dioden Für den Leistungsteil sind neben den Schaltern (MOSFETs) auch Freilaufdioden erforderlich. Diese verhindern die beim Schließen der Schalter entstehenden Induktionsspannungen. Hierzu werden die Dioden in Sperrichtung parallel zu den MOSFETs angebracht. Die verwendeten Freilaufdioden müssen von der Sperrspannung an die Motorversorgungsspannung angepasst sein. Ebenfalls muss die Strombelastbarkeit in Durchlassrichtung an den Motor angepasst sein. Dies bedeutet beim verwendeten Maxon EC 22 HD Motor eine Strombelastbarkeit von ca. 2A bei 200°C Umgebungstemperatur. Dieser entscheidende Parameter der Strombelastbarkeit in Durchlassrichtung (Forward Current) ist Ausschlusskriterium für viele Hochtemperatur Dioden mit bis zu 200°C Einsatztemperatur. Die Suche der Dioden wurde hierbei auf Gehäuse, welche für den Einsatz in der Sonde (Platz stark begrenzt) geeignet sind begrenzt. Zum Durchlassstrom Beispielhaft die Abbildung 3.4 aus dem Datenblatt der Semikron SBH 1245TL Diode. Bei dieser Diode handelt es sich um eine Hochtemperatur-Schottky-Diode welche bis zu einer Junction Temperatur von +200°C eingesetzt werden kann. Der Durchlassstrom beträgt bei einer Umgebungstemperatur von 75°C 12A. Es ist jedoch im Diagramm ersichtlich, dass bei 200°C Umgebungstemperatur der Durchlassstrom gegen Null geht. Eine weitere zusätzliche Einschränkung bei dieser Schottky-Diode ist die zu geringe Sperrspannung von 45V. Der Motor könnte somit nicht mit der Nennspannung von 48V betrieben werden. Viele weitere als Hochtemperatur erhältliche Dioden sind nur bis zu einer Junction Chris Bauer 28 3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile Abbildung 3.4.: Durchlassstrom über der Temperatur - Semikron SBH 1245TL [30] Temperatur von +175°C einzusetzen und somit ebenfalls ungeeignet. Bereits bekannte Hersteller von Hochtemperaturbauteilen bieten keine für diesen Anwendungsfall geeignete Dioden an. Lediglich der Hersteller Clifton aus Estland bietet passende Hochtemperatur-Dioden, welche für diese Randbedingungen ausgelegt sind, an. Der Hersteller produziert hauptsächlich Halbleiter für Leistungselektronik aus Galliumarsenid. Bei den Dioden handelt es sich um GaAs p-i-n Gleichrichter-Dioden. Diese sind sehr schnell und über einen Temperaturbereich von -65°C bis + 260°C einsetzbar. [6] Die zusätzliche Randbedingung des begrenzten Platzvolumens für die Elektronik kann mit Dioden dieses Herstellers ebenfalls eingehalten werden. Die Dioden sind in bedrahteten Hermetic Packages oder in einer SMD-Variante erhältlich. Wie in der Abbildung 3.5 zu erkennen ist, sind bei 200°C Umgebungstemperatur noch genügend Reserven, was den Durchlassstrom betrifft, vorhanden. Die Reverse Recovery Time dieser Dioden beträgt 30ns. Diese sind sehr schnell und somit gut für den Anwendungszweck als Freilaufdiode einzusetzen. Zum derzeitigen Zeitpunkt wurden noch keine Preisauskünfte sowie Lieferzeiten des Herstellers bekannt gegeben. Die Anfragen diesbezüglich bleiben unbeantwortet. Chris Bauer 29 3.3. Hochtemperatur Platine Abbildung 3.5.: Clifton GaAs Power Diode Hermetic Package [6] Lediglich über die Firma Micross Components Ltd. konnte per E-Mail Kontakt aufgenommen werden. Die Firma Clifton selbst antwortet nicht auf E-Mails sowie Anfragen über das Kontaktformular der Homepage. Die Firma Micross Components Ltd. ist eine Partnerfirma zu Clifton Semiconductor und verarbeitet bzw. integriert die Halbleiterchips von Clifton in standardisierten Gehäusen. 3.3. Hochtemperatur Platine Die Firma Brockstedt, welche die Hochtemperaturplatine der Projektarbeit im 4. Semester gefertigt hat, bietet ebenfalls eine Hochtemperaturplatine mit 70µm Kupferstärke an. Diese Kupferstärke ist für die Leistungselektronik deutlich besser geeignet. Die Ströme des Maxon EC 22 HD Motors betragen bei 200°C ca. 2A im Nennbetrieb und 8A im Anlauf. Die Leiterbahnen können durch die dickere Kupferschicht dünner dimensioniert werden, weshalb die komplette Platine des Leistungsteils kleiner ausfallen kann. Ein Layout für die Hochtemperaturelektronik wurde noch nicht erstellt. Ohne Layout kann keine genaue Preisangabe von den Herstellern gegeben werden. Der Preis kann aber ungefähr mit dem der Hochtemperaturplatine aus der Projektarbeit des 4. Semesters verglichen werden. [2] Dieser liegt bei einer Stückzahl von 1-4 Stück bei einem Einzelpreis von ca. 170€ mit zusätzlichen Nebenkosten von ca. 540€. Die Platine des Hochtemperatur Embedded Systems besteht aus einem Polyimid-Glas-Trägermaterial Chris Bauer 30 3.4. Lötzinn (bis 220°C geeignet) mit innenliegendem Kupfer-Invar-Kupfer Layer für die Anpassung der Ausdehnungskoeffizienten an die Halbleiterbauteile. 3.4. Lötzinn Als Lötzinn kann bleifreies Lot (Sn96,5 Ag3 Cu0,5) mit einer Schmelztemperatur von 217°C oder ein Hochtemperaturlot (Pb 93 Sn 5 Ag 2) mit einer Schmelztemperatur von 296°C eingesetzt werden. Da im Leistungsteil hauptsächlich ICs mit Through Hole Technology eingesetzt werden, kann hier auch das schwieriger zu verarbeitende Hochtemperaturlot verwendet werden. Es müsste jedoch in Praxistests die Eignung der Temperaturbelastung (Umgebung + warme ICs) mit zusätzlicher Vibration geprüft werden. Die Firma Brockstedt empfiehlt für den Einsatz bis 200°C Umgebungstemperatur das oben genannte bleifreie Lot. Es muss sich in ersten Praxistests zeigen, welches der beiden genannten Lote besser geeignet ist. 3.5. Notwendigkeit Standard Elektronik Mit der Hochtemperaturkomponenten-Suche stellt sich neben der Frage ob geeignete Komponenten erhältlich sind, ebenfalls die Frage, wie lange die Lieferzeiten dieser Bauteile sind. Die Hochtemperatur MOSFETs und Treiber von Cissoid haben eine Lieferdauer von ca. 12 Wochen. Aus diesem Grund wurde schon zu Beginn klar, dass die entsprechenden Bauteile für die hohen Temperaturen während der Bachelorarbeit nicht mehr geliefert werden. Um dennoch den Mikrocontroller während der Bachelorarbeit programmieren zu können und erste Tests mit dem Hochtemperaturmotor zu ermöglichen, wurde eine Elektronik auf Basis von Standard-Komponenten aufgebaut. Das Layout der Hochtemperaturelektronik wird in nachfolgenden Arbeiten erstellt. In den folgenden Kapiteln wird auf die verwendeten Standard-Bauteile eingegangen, sowie das Schaltungslayout und die Dimensionierung erläutert. Chris Bauer 31 4. Standardelektronik 4.1. Anforderungsanalyse – Pflichtenheft Für die Auswahl der Standardelektronikkomponenten lässt sich ebenfalls ein Pflichtenheft erstellen. Es wird lediglich der Leistungsteil der Elektronik aus Standardelektronikkomponenten aufgebaut. Der Hochtemperatur-Mikrocontroller von TI wird weiterhin für die Ansteuerung des Leistungsteils verwendet. Die Anforderungen nach Regelaspekten bleiben also gleich der Hochtemperaturelektronik. Anforderungen an Elektronik nach Regelungsaspekten: • Für Drehzahlregelung min 3 PWM Ausgänge • AD-Wandler Eingang für Strommessung • Interruptfähige Eingänge für Hall-Sensoren • 3 Ausgänge um Halbbrücken anzusteuern • Temperaturmessung und Anpassung der Regelung nach Temperatureinflüssen • Kurzschlussschutz in Hardware durch Halbbrückentreiber Zusätzlich sollte die Ansteuerung der Halbbrückentreiber ähnlich oder gleich der Hochtemperatur-Halbbrücken sein, um die Änderungen der Software möglichst gering zu halten. Des weiteren sollten die einzelnen Hardwaremodule, beispielsweise die Strommessung ähnlich oder bestenfalls aus derivaten Komponenten aufgebaut werden. Die Anforderungen nach den Motordaten ändern sich geringfügig, da an den Standard Elektronikkomponenten am Anfang der Maxon EC 22 Motor mit anderen Motorkenndaten eingesetzt werden soll. Chris Bauer 32 4.2. Auswahl geeigneter Bauteile Anforderungen nach Motordaten: • Maximal zu kommutierende Drehzahl beträgt ca. 14000 U min • Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 3,33A • Maximaler Anlaufstrom Maxon EC 22 an 20V 25,1A • PWM Frequenz für Blockkommutierung beträgt 50kHz • Nennspannung des Motors 48V, jedoch reduziert auf 20V wegen Drehzahl Die Standardelektronik, insbesondere die MOSFETs, soll von der maximalen Strombelastbarkeit überdimensioniert werden. Somit könnten die MOSFETs in späteren Versuchen bei einer erhöhten Umgebungstemperatur (bis 200°C) auf ihre Funktion überprüft werden. Die Preise für die Standard Komponenten unterscheiden sich lediglich im Cent-Bereich, weshalb eine solche Möglichkeit offen gehalten werden soll. 4.2. Auswahl geeigneter Bauteile 4.2.1. MOSFETs Als MOSFETs werden in der Hochtemperaturelektronik N-Kanal MOSFETs mit Logic Level Steuerspannung eingesetzt. In der Standard Elektronik sind keine Logic Level MOSFETs für eine Spannung von 48V erhältlich. Aus diesem Grund muss hier ein MOSFET mit 10V Gate Steuerspannung (VGS ) verwendet werden und die Leistungstreiber hierfür passend ausgelegt sein. Ein für den Maxon EC 22 Motor passender MOSFET ist von der Firma International Rectifier erhältlich. Es handelt sich um einen Standard N-Kanal MOSFET mit der Bezeichnung AURIF1010EZ. Nachfolgend werden die wichtigsten Features dieses Bauteils zusammengefasst [26]: • Spannungsfestigkeit von Drain to Source V( BR) DSS = 60V • Temperaturbereich T J = -55°C bis + 175°C • Der Widerstand RDSon beträgt maximal 8,5mΩ • Steuerspannung VGS = 10V Chris Bauer 33 4.2. Auswahl geeigneter Bauteile • Continous Drain Strom bei 25°C beträgt 84A (Silicon Limited) • Continous Drain Strom bei 25°C durch Package limitiert ist 75A • Integrierte Freilaufdiode mit Continous Source Current = 84A • Die Einschaltverzögerung (On-Time (td−On + tr )) beträgt 109ns • Die Ausschaltverzögerung (Off-Time (td−O f f + t f )) beträgt 92ns • Erhältlich in drei versch. Gehäusen, verwendet wird das TO-220AB Package Die MOSFETs sind bei Reichelt zu einem Stückpreis von 1,066 € erhältlich. Für die aktuelle Anwendung sind die MOSFETs deutlich überdimensioniert. Dies ist jedoch notwendig, da sich der maximal zulässige Drainstrom mit steigender Umgebungstemperatur verringert. So ist laut Datenblatt bei TC =100°C noch 60A Continous Drain Current möglich. Somit sind die MOSFETs für Tests bei erhöhten Umgebungstemperaturen nicht mehr so deutlich überdimensioniert. Die Verlustleistung ist bei diesem MOSFET im Vergleich zum Hochtemperatur MOSFET von Cissoid deutlich geringer, da der Widerstand von Source zu Drain kleiner ist. Die Verlustleistung bei diesen MOSFETs setzt sich aus statischer Verlustleistung siehe Gleichung 3.2, der dynamischen Verlustleistung, siehe Gleichung 3.3 und der Verlustleistung der Diode zusammen. Ohne die Verlustleistung der Diode kommt man mit: • 3,3A Dauerstrom und 48V Spannung • PWM Frequenz von 50kHz mit einem Tastverhältnis von 0,9 auf eine Gesamtverlustleistung von 0,65W. Die Berechnung der Verlustleistung an der Diode hängt von vielen weiteren, nur schwer abschätzbaren, Faktoren ab. [28] Generell berechnet sich die Verlustleistung an einer Diode über das Produkt von der Spannung, die über der Diode abfällt, sowie dem Strom von dem sie durchflossen wird. Für die gemittelte Gesamtverlustleistung ist jedoch die Zeit, in der die Diode leitet entscheidend. Diese Zeit ist nicht mit dem Tastverhältnis gleich zu setzten. Die Diode muss in der Halbbrücke die entstehenden Induktionsspannungen leiten, die beim Schließen der Schalter entstehen. Aufgrund der großen Leistungsreserven ist die Berechnung der Verlustleistung an der Diode momentan zu vernachlässigen. Chris Bauer 34 4.2. Auswahl geeigneter Bauteile 4.2.2. Halbbrücken-Leistungstreiber Die Firma International Rectifier bietet ebenfalls zahlreiche MOSFET-Treiber ICs an. Die Treiber mit der Bezeichnung IRS21844 sind ebenfalls bei Reichelt zu einem Stückpreis von 3,07 € erhältlich und mit den gewählten MOSFETs kompatibel. Diese Halbbrückentreiber lassen sich ähnlich wie die Hochtemperatur-Treiber ansteuern und bieten eine integrierte einstellbare Totzeit von 400ns bis 5000ns. Sie verfügen über einen Bootstrapkreis um die obere Gatespannung zu erzeugen. Zudem haben sie genügend Ausgangsleistung um die MOSFETs schnell anzusteuern. [25] 4.2.3. Strommessung Für die Strommessung wird die wie in Unterabschnitt 3.2.4 beschriebene Methode, der Messung via Shuntwiderstand, gewählt. Hierbei kommt ein derivates Bauteil, der IC INA271 von Texas Instruments zum Einsatz. Der Current-Shunt-Monitor hat einen Verstärkungsfaktor von 20 und bietet einige, für die gepulste Strommessung, nützliche Ausstattungsfeatures. Im folgenden Kapitel 5 wird auf die Dimensionierung der Schaltung des Leistungsteils genauer eingegangen. Chris Bauer 35 5. Schaltungsentwicklung In diesem Kapitel wird auf die Dimensionierung und das Schaltungslayout, des in einzelne Module gegliederten Leistungsteils, eingegangen. Es handelt sich hierbei um die Schaltungsentwicklung mit den Standard-Elektronikkomponenten. 5.1. Halbbrücken Für den Aufbau einer 6-Puls-Brückenschaltung werden drei identisch aufgebaute Halbbrücken benötigt. Eine Halbbrücke besteht aus einem Low-Side MOSFET, welcher die Motorspulen gegen Masse schalten kann und einem High-Side MOSFET, welcher die Motorspulen gegen die Versorgungsspannung durchschaltet. Des weiteren werden Treiber IC und passive Bauteile benötigt. 5.1.1. MOSFETs Als MOSFETs werden die in Unterabschnitt 4.2.1 gewählten MOSFETs AURIF1010EZ von International Rectifier (IR) gewählt. Beim Layout um die MOSFETs ist darauf zu achten, dass die stromführenden Leitungen zum und vom MOSFET zum Motor ausreichend dick dimensioniert sind. Ebenfalls sollte die Spannungsversorgung des Motors mit Kondensatoren ausreichend gepuffert werden. Es wird hierfür ein Elektrolytkondensator mit einer Kapazität von 2200µF und einer Spannungsfestigkeit von 63V vorgesehen. Zusätzlich wird ein kleinerer Keramikvielschichtkondensator mit 100nF Kapazität zu diesem parallel geschaltet. Diese Kondensatoren, zum Puffern der Halbbrückenspannung, sind im Schaltplan der Abbildung 5.1 nicht ersichtlich. Der als MOSFET1 bezeichnete Schalter ist der High-Side MOSFET. Dieser ist mit Drain an der Versorgungsspannung und mit Source an die Motorwicklung angeschlossen. Beim Low-Side MOSFET ist ersichtlich, dass Drain an die Motorwicklung und Source an Masse angebunden ist. Somit kann die Motorwicklung auf Plus und Masse geschaltet werden. Chris Bauer 36 5.1. Halbbrücken 5.1.2. Treiberschaltung Für die Treiberschaltung der High- und Low-Side N-Kanal-MOSFETs werden folgende Bauteile benötigt: • N-Kanal Treiber IC • Bootstrapdiode • Kondensatoren • Widerstände Als Halbbrücken-Treiber IC wird das Bauteil IRS21844 von International Rectifier eingesetzt. Außer diesem IC sind noch weitere für den Betrieb notwendige Bauteile erforderlich. Auf die Dimensionierung und die Funktionsweise der Schaltung, welche in Abbildung 5.1 ersichtlich ist, wird im folgenden eingegangen. Die Bootstrap Schaltung Die Bootstrap Schaltung wird benötigt, um das Potential zum Schalten des High-Side MOSFETs zu erzeugen. Die Schaltung besteht aus einer in Abbildung 5.1 als D3 bezeichneten Bootstrapdiode und einem Bootstrapkondensator (hier als C9 bezeichnet), welcher mit dem Massenpotential auf der Motorwicklung liegt. Dadurch, dass der Kondensator auf dem Potential der Motorwicklung liegt, wird es möglich den High-Side MOSFET durchzuschalten. Im durchgeschalteten Zustand liegt Source des High-Side MOSFETs nahezu auf dem Spannungspotential der Versorgungsspannung. Am Massenpotential des Kondensators liegt daher ebenfalls die Versorgungsspannung an. Am Eingangspin VB (Spannung Bootstrap) des Treiber ICs liegt nun 48V plus die Spannung des Bootstrapkondensators an, womit das notwendige Spannungspotential von 10V von Gate to Source gegeben ist. Hierdurch wird auch ersichtlich, weshalb die Bootstrapdiode benötigt wird. Ohne Diode würde sich der Bootstrapkondensator in Richtung der Spannungsquelle des Treiber ICs entladen, wenn der High-Side MOSFET durchschaltet. Aufgeladen wird der Bootstrapkondensator über die Diode dann, wenn der Low-Side-MOSFET das Massepotential des Kondensators auf Masse zieht. Chris Bauer 37 5.1. Halbbrücken Abbildung 5.1.: Schaltungslayout Halbbrückentreiber Dimensionierung Bootstrapschaltung Die Bootstrapdiode muss ausreichend schnell sein und zudem einen großen Strom leiten können. Des weiteren muss sie eine Sperrspannung, welche größer ist als die Motornennspannung, aufweisen. Geeignet ist hierfür die Diode UF4002 von Vishay. Die für den Bootstrapkreis maximale Belastung tritt bei einem Tastverhältnis von 0,9 auf. Dies bedeutet 90% der Periodendauer des PWM-Signals ist der High-Side MOSFET an, den Rest der Zeit der Low-Side FET. Mit einer PWM-Freuquenz von 50kHz kann der Boostrapkondensator dann in einem Zeitfenster von 10% · 1 50kHz = 2µs geladen werden. Die Diode UF4002 hat eine Reverse Recovery Time von 50ns. Dies entspricht einem prozentualen Anteil von 50ns 2µs =2,5% der gesamten Ladedauer. Die Diode ist somit schnell genug. Die Dimensionierung des Bootstrapkondensators wird mit folgenden Formeln realisiert: Chris Bauer 38 5.1. Halbbrücken ∆VBOOT = VDD − VF − VGSMI N [29] (5.1) ∆ VBOOT ... Spannungsänderung am Bootstrapkondensator [V] VDD ...Versorgungsspannung Treiber IC [V] VF ...Spannungsabfall über Bootstrapdiode [V] VGSMI N ...Minimalspannung von Gate zu Source [V] Q TOTAL = QGATE + ( ILKCAP + ILKGS + IQBS + ILK + ILKDIODE ) · tON + Q LS [29] (5.2) QTOTAL ...Gesamtladung pro Schaltvorgang [C] QGATE ...Ladung Gate [C] I LKCAP ...Leckstrom Bootstrapkondensator [A] I LKGS ...Leckstrom Gate zu Source [A] IQBS ...Ruhestrom Bootstrapschaltung [A] I LK ...Leckstrom Boostrap IC [A] I LKDIODE ...Leckstrom Bootstrapdiode [A] tON ...Zeit in der High-Side MOSFET ein ist [s] Q LS ...Ladungsmenge um Spannungslevel intern im Treiber zu ändern [C] CBOOT = Q TOTAL ∆VBOOT [29] (5.3) CBOOT ...Kapazität des Bootstrapkondensators [F] Die Werte zur Berechnung können aus den Datenblättern des MOSFETs, des Treiber ICs und der Diode entnommen werden. [26] [25] [33] Setzt man die Werte in Gleichung 5.2 ein, so erhält man: Q TOTAL = 86nC + (0A + 200nA + 150µA + 50µA + 30nA) · 0, 9 · 20µs + 5nC = 94, 6nC Der Leckstrom des Kondensators beträgt hier 0A, da ein Keramikvielschichtkondensator eingesetzt wird. Die Spannungsversorgung des Treiber ICs wird auf ca. 12V festgelegt. Chris Bauer 39 5.1. Halbbrücken Die Diode hat einen Spannungsabfall von VF =1V und die Minimalspannung am Gate des MOSFETs beträgt 10V, somit ergibt Gleichung 5.1: ∆VBOOT = 12V − 1V − 10V = 1V Nun lässt sich mit Gleichung 5.3 die Minimalkapazität des Bootstrapkondensators errechnen: CBOOT = 94, 6nC = 94, 6nF 1V Als Bootstrapkondensatoren wurden 100nF 0805 SMD Keramikvielschichtkondensatoren ausgewählt. Widerstände am Treiber IC Der Halbbrücken Treiber IRS21844 von IR verfügt über eine einstellbare Totzeit zwischen den Schaltvorgängen der High- und Low-Side MOSFETs. Hierzu wird ein Widerstand zwischen den Eingangspin DT (Deadtime) und Masse angeschlossen. [25] Für die verwendeten MOSFETs reicht die geringste Totzeit von 400ns zwischen den Schaltvorgängen aus, sodass der Ausgangspin direkt auf Masse gezogen werden kann. Hierfür wurde ein 0805 SMD-Lötpad vorgesehen und ein 0Ω 0805 SMD-Widerstand eingelötet. Somit kann zu einem späteren Zeitpunkt, wenn nötig, die Totzeit einfach verändert werden kann. Ein Widerstand zwischen den Ausgängen HO (High out) und LO (Low out) limitiert die maximal möglichen Ströme von Treiber IC an die Gates der MOSFETs. Hierdurch werden die Signalanstiegs- und Fallzeiten der MOSFETs begrenzt. Besonders beim schnellen Abschalten können sehr hohe Induktionsspannungen von den Motorspulen erzeugt werden. Zusätzlich werden die EMV-Störungen durch ein langsameres Ein- und Ausschalten minimiert. [22] Allerdings muss mit den langsameren Schaltzeiten auch eine größere dynamische Verlustleistung an den MOSFETs in Kauf genommen werden, weshalb die Gate Widerstände nicht unnötig groß gewählt werden sollten. Die Gate Widerstände werden in diesem Anwendungsfall auf 1A Gatestrom dimensioniert: U I = 10V 1A = 10Ω. Dieser Wert wurde grob festgelegt und kann bei Bedarf noch variiert werden. R= Chris Bauer 40 5.2. Strommessung 5.2. Strommessung Für die Strommessung des Brushless DC Reglers wird ein Shuntwiderstand verwendet. Fließt ein Strom durch den Shuntwiderstand, so fällt an diesem proportional zum Strom eine Spannung ab. Diese Spannung über dem Shuntwiderstand wird mit dem AD-Wandler des Mikrocontrollers ausgewertet. Mit dem ohmschen Gesetz: U = R · I kann dann, mit dem bekannten Widerstandswert, auf den Strom zurück gerechnet werden. Um eine bessere Auflösung zu erhalten, wird das Signal verstärkt. Hierfür wird der Current-Shunt-Monitor INA271 von TI verwendet. Dieser bietet außer der Verstärkung noch weitere nützliche Features, auf die im folgenden eingegangen wird. 5.2.1. Current-Shunt-Monitor Der verwendete Current-Shunt-Monitor INA271 von TI ist auch in der Hochtemperaturvariante INA271-HT erhältlich. Aus diesem Grund, kann die Schaltung zur Strommessung zu einem späteren Zeitpunkt von der Standard Elektronik ohne Änderungen auf der Hochtemperaturelektronik umgesetzt werden. Der verwendete Curren-Shunt-Monitor bietet folgende Ausstattungsfeatures: • Verstärkung des Messsignals um den Faktor 20 • Überspannungsschutzfunktion für den Mikrocontroller • Integrierte vorbereitete Schaltung um das Signal zu filtern • Spannungsversorgung von +2,7V bis +18V • Spannung am Ausgangspin begrenzt durch die Versorgungsspannung Ohne Current-Shunt-Monitor IC müssten die Referenzspannungseingänge des ADWandlers auf das Spannungspotential des Shuntwiderstandes angepasst werden. Da die Spannungsversorgung der 6-Puls-Brückenschaltung aufgrund des PWM-Signals stark schwanken kann, ist dies nicht ohne Risiken für den Mikrocontroller zu realisieren. Mit Current-Shunt-Monitor ist das Anpassen am Mikrocontroller nicht notwendig und es kann direkt der Ausgang mit dem AD-Wandler Eingang verbunden werden. Chris Bauer 41 5.2. Strommessung 5.2.2. Dimensionierung der Schaltung Der Shuntwiderstand muss für den Messbereich passend ausgelegt werden. Hierbei ist auf folgende Parameter und Eigenschaften zu achten: • Die Spannung, die über dem Shuntwiderstand abfällt, sollte gering sein • Als maximaler Strom wird ca. 10A angenommen • Der Widerstandswert sollte nicht zu klein werden • Die Messauflösung sollte möglichst groß sein Die Spannung, welche über dem Shuntwiderstand abfällt, reduziert die Motorspannung und sollte deshalb möglichst gering ausfallen. Der maximale Strom wurde auf ca. 10A ausgelegt, da dies dem Anlaufstrom des Maxon EC 22 HD Motors bei 100°C entspricht. Der Anlaufstrom liegt zudem nur sehr kurzfristig am Motor an. Einen größeren Stromverbrauch als 10A wird der EC 22 HD Motor im normalen Betrieb nicht aufweisen. Der Nennstrom beträgt maximal 4,53A bei 25°C Umgebungstemperatur. Shuntwiderstände sind nur in einem begrenzten Widerstandswertebereich als Standartbauteile erhältlich. Besonders in der Hochtemperaturelektronik ist das Problem der begrenzen Widerstandswerte relevant. Kleinere Werte können durch Parallelschalten von Widerständen, bei gleichzeitig gesteigerter Belastbarkeit, erreicht werden. Das realisieren eines Shuntwiderstandes auf der Platine mit Kupfer wird aufgrund der zusätzlichen Wärmebelastung für das Halbleitermaterial nicht gewählt. Der kleinste erhältliche Shuntwiderstand in der Hochtemperaturelektronik hat einen Wert von 50mΩ und ist von SRT erhältlich (siehe Abschnitt A.2). Mit dem bekannten Strom von 10A und dem Widerstandswert von 50mΩ lässt sich nun die Schaltung dimensionieren. Mit einem Widerstandswert von 50mΩ würde am Shuntwiderstand eine Spannung von 0,5V abfallen und eine Verlustleistung von P = I 2 · R = 10A2 · 50mΩ = 5W entstehen. Die Verlustleistung von 5W wäre selbst für den Hochtemperatur-Shuntwiderstand bei erhöhten Temperaturen kein Problem (Abschnitt A.2 und [3]). Die Spannung, welche am Widerstand abfällt ist jedoch zu groß, sodass der Widerstandswert durch Parallelschalten auf 25mΩ verringert wird. Zusätzlich wird die maximale Strombelastbarkeit hierdurch vergrößert. Chris Bauer 42 5.2. Strommessung Beim Dimensionieren der Schaltung um den Current-Shunt-Monitor müssen zusätzlich der Verstärkungsfaktor des Current-Shunt-Monitors, sowie der Eingangsspannungsbereich des AD-Wandlers und die Auflösung beachtet werden. Der Messbereich des AD-Wandlers ist von 0V bis 3,3V eingestellt und kann nicht verändert werden, da mit dieser Einstellung die Temperatur gemessen werden kann. Um den Current-Shunt-Monitor auf der Platine an die Versorgungsspannung anzubinden, könnten verschiedene Versorgungsspannungen verwendet werden. Spannungen am Current-Shunt Monitor • Verfügbare Eingangsspannungen: 1,8V, 3,3V, 5V • Maximale Ausgangsspannung für AD-Wandler: 3,3V Bei der Auswahl ist zu beachten, dass die Ausgangsspannung am Ausgangspin durch die Versorgungsspannung des ICs begrenzt wird. [14] Je nach Dimensionierung kann dies ein limitierender Faktor sein. Für das Übertragungsverhalten des Current-Shunt-Monitors lässt sich mit dem Widerstandswert und Verstärkungsfaktor eine Formel aufstellen: Uout = ILast · RShunt · Gain (5.4) Uout ...Ausgangsspannung am Current-Shunt-Monitor [V] I Last ...Strom welcher durch den Shuntwiderstand fließt [A] RShunt ...Wert des Shuntwiderstands [Ω] Gain ...Verstärkungsfaktor des Current-Shunt-Monitors [1] Es ergibt sich mit den bekannten Werten folgende Ausgangsspannung am CurrentShunt-Monitor: Uout = 10A · 25mΩ · 20V = 5V V Als Versorgungsspannung für den Current-Shunt-Monitor wird die 5V Spannungsquelle gewählt. Zwischen den Ausgang des Current-Shunt-Monitors und den Eingang des AD-Wandlers wird ein Spannungsteiler aufgebaut, um den Messbereich für den Chris Bauer 43 5.2. Strommessung AD-Wandler anzupassen. Der Spannungsteiler (in Abbildung 5.2 an R1 und R2 zu sehen) wird auf einen Strom von 10mA dimensioniert. Am unteren Widerstand R2 muss eine Spannung von 3,3V abfallen, somit ergibt sich 3,3V = 10mA = 3300Ω Gewählt wurde 3,3kΩ nach der E12-Reihe. −3,3V Der zweite Widerstandswert R1 ergibt sich wie folgt: R1 = 5V10mA = 1700Ω Gewählt wurde 1,8kΩ nach der E12-Reihe. Mit den eingesetzten Widerstandswerten berechnet, ergeben sich die korrigierten Spannungswerte von 3,24V an R2 und 1,76V an R1. Somit können diese Widerstandswerte für den Spannungsteiler verwendet werden. Die Auflösung am AD-Wandler des Mikrocontrollers lässt sich folgendermaßen berechnen: ein Widerstandswert von: R2 = U I Auflösung = 10A mA Strom = = 9, 6 Bits 1024bit bit Mit ca. 10mA ist die Auflösung für den Anwendungsfall genau genug. Abbildung 5.2.: Schaltungslayout Current-Shunt-Monitor TI INA 271 Chris Bauer 44 5.2. Strommessung Dimensionierung des Tiefpassfilters Der Current-Shunt-Monitor wurde von TI für die Messung des Stroms zusätzlich mit einem integrierten Sallen-Key-Tiefpassfilter, für das Ausgangssignal, ausgestattet (siehe Abbildung 5.3 rote Markierung). Dieser besteht aus einem Operationsverstärker, einem Kondensator und einem Widerstand. Der Operationsverstärker sowie der Widerstand sind im Current-Shunt-Monitor integriert, sodass nur noch ein Kondensator dimensioniert und angeschlossen werden muss. Abbildung 5.3.: Sallen-Key Tiefpass 1. Ordnung aus INA271 Datenblatt [14] Für die Dimensionierung des Sallen-Key-Tiefpassfilters wird wie im Elektrotechnikskript erläutert vorgegangen.[4] Chris Bauer 45 5.2. Strommessung A(s) = 1 1 + Wg · R1 · C1 · s [4] (5.5) A(s) ...Übertragungsfunktion Tiefpassfilter Wg ...Grenzfrequenz des Filters [Ω] R1 ...Widerstand des Filters 1. Ordnung [Ω] C1 ...Kondensator des Filters 1. Ordnung [F] Mit: a1 = Wg · R1 · C1 [4] (5.6) a1 ...Filterkoeffizient folgt: A(s) = 1 1 + a1 · s [4] (5.7) Wird die Gleichung 5.6 nach C1 umgestellt, so kann der Kapazitätswert mit den bekannten Werten errechnet werden. Bei allen Filtern 1. Ordnung sind die Filterkoeffizienten gleich eins (a1 =1). R1 ist von TI bekannt und hat einen Wert von 96kΩ. Für Wg wird 2 · π · f g eingesetzt. Die Grenzfrequenz fg wird für diese Anwendung mit 1 10 der PWM-Frequenz auf 5kHz festgelegt. Mit dieser Grenzfrequenz kann der geglättete Stromwert des Servoreglers mit dem AD-Wandler ausgelesen werden, ohne dass die Reaktionsgeschwindigkeit bei schnell steigenden Stromwerten zu sehr eingeschränkt wird. Durch Einsetzen der Werte in die umgestellte Gleichung 5.6 erhält man den Wert des Kondensators: C1 = 1 = 332pF 2 · π · 5000Hz · 96kΩ Gewählt wurde ein 0805 SMD Keramikvielschicht Kondensator mit einer Kapazität von 330pF. Im Betrieb kann zu einem späteren Zeitpunkt der Kapazitätswert, wenn nötig, variiert werden. Ein weiteres Glätten der Stromwerte wird zusätzlich durch das Speichern und Mitteln mehrerer AD-Wandlerwerte erreicht. Chris Bauer 46 5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System 5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System Für den Betrieb des Motors mit den Hall-Sensoren müssen auch Anpassungen auf der Platine des Hochtemperatur Embedded Systems erfolgen. 5.3.1. Strommessung mittels AD-Wandler Die Eingänge des im Mikrocontroller integrierten AD-Wandlers, auf dem Hochtemperatur Embedded System, sind alle für die Temperaturmessung vorbereitet. Um den Stromwert des Servoreglers mit dem AD-Wandler auslesen zu können, muss der PT1000 sowie der hier als R11 bezeichnete Widerstand ausgelötet werden. Anschließend kann am oberen Anschlusspin des ausgelöteten PT-1000 (siehe roter Pfeil in Abbildung 5.4) der Current-Shunt-Monitor für die Strommessung angeschlossen werden. Abbildung 5.4.: Messbrücke mit PT-1000 für Temperaturmessung 5.3.2. Beschaltung der Hall-Sensoren Die Beschaltung der Hall-Sensoren mit Open-Collector-Ausgang benötigt einen externen Pullupwiderstand damit das Signal der Sensoren auf Logisch 1 oder 0 gezogen werden kann. [17] Chris Bauer 47 5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System Zusätzlich stellte sich während des Betriebs mit dem Motor heraus, dass die HallSensorsignale mit Störsignalen überlagert sind. Aus diesem Grund wurde der Pullupwiderstand und ein RC-Glied als Filter möglichst nahe am Mikrocontroller positioniert (siehe Abbildung 5.5). Somit können die Störungen bestmöglich direkt vor dem Mikrocontroller gefiltert werden. Abbildung 5.5.: Hall-Sensorbeschaltung auf Hochtemperatur Embedded System Für die Dimensionierung des RC-Gliedes wurde als Grenzfrequenz 5kHz gewählt. Dies entspricht einem 1 10 der PWM-Frequenz der Leistungselektronik. Die auftretende Kom- mutierungsfrequenz liegt mit ca. 1,3kHz ausreichend unter der Frequenz des RC-Gliedes, damit die Hall-Sensorwerte noch korrekt ausgelesen werden können. Die Bauteile lassen sich mit folgender Formel dimensionieren: fg = 1 2·π·R·C [4] (5.8) Als Kapazitätswert des Kondensators wurde 100nF gewählt. Somit lässt sich nach dem Umstellen der Gleichung 5.8 nach R der Wert des zu verwendenden Widerstands errechnen. Chris Bauer 48 5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller R= 1 = 318, 3Ω 2 · π · 5000Hz · 100nF Gewählt wurde ein Wert von 330Ω aus der E-12 Reihe. Mit der Gleichung 5.8 lässt sich die korrigierte Grenzfrequenz errechnen: fg = 1 1 = = 4822, 9Hz 2·π·R·C 2 · π · 330Ω · 100nF Dieser Wert weicht mit dem gewählten Widerstandswert nur gering von der gewünschten Frequenz ab, kann aber, wenn nötig, später nochmals korrigiert werden. Die Grenzfrequenz sollte jedoch nicht zu stark nach unten verändert werden. Durch eine zu tiefe Grenzfrequenz kann das Auslesen der Hall-Sensoren für die Kommutierung beeinträchtigt werden, da die Signale evtl. Zeitverzögert am Mikrocontroller anliegen (auf die Kommutierung wird in Unterabschnitt 7.1.1 näher eingegangen). 5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller Die Leistungselektronik wird mit einem 10-poligen Stecker an das Hochtemperatur Embedded System angeschlossen. Ein direktes Verlöten ist für einen Einsatz in der Bohrlochsonde unabdingbar, in der Testphase jedoch nicht notwendig und eher als praktisch anzusehen. In Abbildung 5.6 ist die Belegung des Steckers aufgezeigt. Abbildung 5.6.: Steckerbelegung Anschluss Mikrocontroller An den Anschlüssen GIO Port A.0 bis A.2 sind die drei Hall-Sensoren für das Auslesen der Motorposition angeschlossen. An GIO Port A.3 bis A.5 sind die Anschlusspins SD Chris Bauer 49 5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller des Leistungstreibers angeschlossen. Mit diesen wird der Leistungstreiber mit Logisch 1 aktiviert. Die Ausgänge des Halbbrückentreibers (HO und LO) werden dann mit dem Signal IN (siehe Abbildung 5.1) entsprechend durchgeschaltet. An die Eingänge der Leistungstreiber (IN) werden die Ausgänge des HET (High End Timer) des Mikrocontrollers angeschlossen um ein PWM-Signal auf den Leistungstreiber zu übertragen. Hierbei werden die MOSFETs komplementär durchgeschaltet, was notwendig ist, damit der Bootstrapkondensator aufgeladen wird.[25] Die Motorwicklungen und die Versorgung der Hall-Sensoren sowie die Hall-Sensorsignale selbst werden wie in Abbildung 5.7 aufgeführt an die Platine angeschlossen. Anstelle einer Steckverbindung kommt hier jedoch eine Schraubverbindung zum Einsatz. Abbildung 5.7.: Steckerbelegung Anschluss BLDC Motor Chris Bauer 50 6. EMV Probleme / EMV Schutz 6.1. EMV Probleme durch das Schaltungslayout Bei den Motortestläufen kam es zu Fehlfunktionen des Motors, welche auf Störsignale auf den Hall-Sensorwerten zurückzuführen sind. Wie in Kapitel Unterabschnitt 7.1.1 beschrieben wird eine Fehlerüberprüfung der HallSensorsignale durchgeführt. Diese Fehlerüberprüfung greift derzeit als einzige Sicherheit in den Programmablauf ein, weshalb die Fehlerursache bei den Hall-Sensorsignalen zu suchen ist. Zur Überprüfung wurde das Signal der Hall-Sensoren mit einem Oszilloskop nachgemessen (siehe Abbildung 6.1). Wie zu erkennen ist sind deutlich Störsignale auf dem Signal, wenn dieses auf Masse liegt, zu sehen. Die Störimpulse werden stärker, wenn der Motor mit mehr Drehmoment belastet wird und folglich mehr Strom in den Motor fließt. Bei dem Störsignal handelt es sich, wie am Verlauf zu erkennen ist, um das PWM-Signal, welches für die Drehzahlregelung für den Motor benötigt wird. Für die Störungen lässt sich ein theoretisches Modell, ein sogenanntes Störkopplungsmodell (siehe Abbildung 6.2) erstellen. Hierbei wird von Störquelle, Kopplungspfad und Störsenke gesprochen. Die Störquelle ist hierbei der Ursprung der Störung. Die Störsenke ist das beeinflusste Gerät oder der beeinflusste Schaltungsbereich. Der Weg zwischen Quelle und Senke nennt man den Kopplungspfad. [38] In dieser Störung ist die Senke das Hall-Sensorsignal und die Störquelle das PWMSignal der Leistungselektronik. Bei dem Kopplungspfad liegt eine Impedanzkopplung nahe. Eine Impedanzkopplung kann bei gemeinsam benutzten Leitungsabschnitten, wie es z.B. bei der Masseleitung üblich ist, auftreten. Fließen über diesen Leitungsabschnitt Ausgleichsströme, so kann es dazu führen dass Spannungen eingekoppelt werden. Ursache für diese Art von Störsignal sind nicht ausreichend dimensionierte Massebahnen und Stützkondensatoren. [38] Als behebende Maßnahme wurden die Masseleitungen mit zusätzlichen Drähten verstärkt. Zusätzlich wurden weitere Stützkondensatoren direkt hinter den MOSFETs eingelötet. Chris Bauer 51 6.1. EMV Probleme durch das Schaltungslayout Abbildung 6.1.: Störungen auf Hall-Sensorsignal Abbildung 6.2.: Kopplungsarten für Signalstörungen [38] Chris Bauer 52 6.2. EMV Schutz in der Bohrlochsonde Durch diese Maßnahmen konnten die Störungen vermindert, jedoch nicht gänzlich verhindert, werden. Ein weiterer Kopplungspfad könnte die kapazitive Kopplung sein. Diese Art von Störung tritt durch Übersprechen benachbarter Leiter auf. [38] Die HallSensorsignale sind in einem Flachbandkabel zusammen mit den Leitern für die Motorspulen verlegt. Der Motor wurde von Maxon Motor in dieser Ausführung vorkonfektioniert geliefert. Ein Trennen von Signal- und Motorleitungen sowie zusätzliches Verdrillen der Adern wäre hier eine bessere Methode. Beim Maxon EC 22 HD Hochtemperatur Motor wurde diese Methode gewählt. Es könnten außerdem kapazitive Kopplungen auf der Platine zwischen einzelnen Leitungen die Störsignale verursachen. Diese Art der Kopplung kann nur durch ein neues Platinenlayout verhindert werden. Ein weiterer Ansatzpunkt, welcher die EMV-Problematik entschärfen könnte, wären andere Vorwiderstände zwischen Treiber IC und MOSFET um die Signal Anstiegs- und Fallzeiten zu vergrößern. Aufgrund der kurzen Bearbeitungszeit konnten jedoch nicht mehr alle Möglichkeiten zur Fehlerbehebung umgesetzt werden, weshalb an diesem Punkt der Arbeit noch Entwicklungsbedarf besteht. 6.2. EMV Schutz in der Bohrlochsonde Bei der Ansteuerung eines Elektromotors über eine getaktete Endstufe können Störsignale nie gänzlich vermieden werden. Aus diesem Grund müssen in der Bohrlochsonde weitere Maßnahmen getroffen werden. Beispielsweise sollten Datenleitungen nicht parallel mit den leistungsführenden Motorleitungen verlegt werden. Die Datenleitungen sollten gegen Störeinflüsse abgeschirmt und verdrillt sein. Auch der Hochtemperatur BLDC Servoregler selbst sollte mit einer Schirmung, welche evtl. mit dem Kühlkörper der Leistungselektronik realisiert werden könnte, ausgestattet werden. Hierdurch kann die Abstrahlung elektromagnetischer Wellen schon am Ursprungsort gedämpft werden. Um Störungen über die Versorgungsspannungsleitungen zu verhindern, sollte die Spannungsversorgung der Bohrlochsonde entsprechend gepuffert werden. Weiter zu beachten ist, dass die PWM-Frequenz im Frequenzspektrum von Ultraschallmessungen liegt. Dies bedeutet für Messungen im Bohrloch, dass diese nur dann funktionieren, wenn die Motoren nicht in unmittelbarer Nähe Verwendung finden. Ist dies der Fall, müssen Messungen und der Betrieb der Motoren aufeinander abgestimmt werden. Chris Bauer 53 7. Softwareentwicklung Für die Programmierung des TI SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers wird die Entwicklungsumgebung IAR Embedded Workbench verwendet. Programmiert wird der Controller über die JTAG-Schnittstelle1 mit einem J-Link Emulator von Segger. Der J-Link Emulator von Segger hat einen USB-Anschluss, womit er mit dem PC verbunden wird. Passende Treiber und Diagnosesoftware für die an der JTAG Schnittstelle angeschlossenen Geräte sind ebenfalls von Segger erhältlich. Mit dem J-Link Commander von Segger kann das angeschlossene Gerät über eine Konsole ausgelesen, neu gestartet und getestet werden. Die Entwicklungsumgebung von IAR greift auf die Treiber von Segger zurück und beschreibt den Flash-Speicher des Mikrocontrollers automatisch mit den Einstellungen des TI TMS470R1B1M Mikrocontrollers. Hierfür wurde ein Beispielprojekt von IAR für den TMS470R1B1M Mikrocontroller verwendet und abgeändert. Es handelt sich bei diesem Mikrocontroller um das Standartelektronikderivat von TI, welches nicht mehr erhältlich ist. In diesem Kapitel wird zunächst die Inbetriebnahme einzelner Module für den Betrieb des Hochtemperatur-Servoreglers beschrieben. Abschließend wird die Interrupt Programmstruktur des Servoreglers erläutert. 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module 7.1.1. Realisierung der Kommutierung Bei der Kommutierung handelt es sich in der Leistungselektronik um den Vorgang in dem der Stromfluss, von einem Zweig auf einen anderen, umgeschaltet wird. Dieser Vorgang kann mechanisch oder elektronisch mit einer Logik erfolgen. Bei einem BLDC Motor wird die Kommutierung elektronisch realisiert [41]. Die Motorspulen müssen entsprechend der aktuellen Position des Rotors mit Strom beaufschlagt werden, um ein Drehmoment in die gewünschte Drehrichtung zu erzeugen. 1 Joint Test Action Group: Wird zum Beschreiben des Flash-Speichers verwendet. Chris Bauer 54 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Die Rückmeldung der Position des Rotors wird hierbei über drei Hall-Sensoren, welche im Motor integriert sind, geliefert. Daraus resultiert eine Auflösung in 60° Schritten. Die Bestromung erfolgt nach einem Kommutierungsschema (siehe Tabelle 7.1). Hall-Sensoren 1 2 3 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 Drehrichtung Vorwärts Vorwärts Vorwärts Vorwärts Vorwärts Vorwärts Rückwärts Rückwärts Rückwärts Rückwärts Rückwärts Rückwärts Transistoren High-Seite AH BH CH 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 1 0 Transistoren Low-Seite AL BL CL 0 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 Tabelle 7.1.: Kommutierungslogik BLDC Motor [32] Es sind also immer zwei Halbbrücken beim Stromfluss beteiligt. In einer beteiligten Halbbrücke wird der Low-Side MOSFET dauerhaft durchgeschaltet, während auf der zweiten beteiligten Halbbrücke das PWM-Signal für die Drehzahlregelung anliegt. Der grundlegende Stromfluss kann der Abbildung 2.3 entnommen werden. Die Kommutierung des Motors ist ein zeitkritischer Vorgang. Dies bedeutet, genau dann, wenn der Stromfluss nach den Sensorwerten geändert werden soll, muss kommutiert werden. Um dies mit einem Mikrocontroller zu realisieren, wird die Kommutierung Interrupt gesteuert umgesetzt. Die drei Hall-Sensorsignale werden über den GIO (General-Purpose Input/Output) Port A des Mikrocontrollers ausgelesen. Um die Erkennung eines neuen Sensorwerts zu realisieren, werden die Flanken der Sensorsignale überwacht. In Tabelle 7.1 sind in der Spalte Hall-Sensoren die Werte, welche nacheinander in einer Umdrehung auftreten, aufgelistet. Hierbei ist zu erkennen, dass es sich um einen 3-Bit-Gray-Code handelt, folglich ändert sich immer nur eine Stelle der Binärzahl. Zusätzlich ist zu erkennen, dass die Änderungen einer Binärstelle immer abwechselnd, einmal von 0 auf 1 und einmal von 1 auf 0 auftreten. Hierdurch ist eine gute Fehlerresistenz gegeben. Chris Bauer 55 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Der Gray-Code lässt sich mit Hilfe von Hyperwürfeln darstellen. Die Ecken eines Würfels entsprechen hierbei jeweils einer Zahl im Gray-Code und die Kanten stellen die Übergänge zwischen diesen dar. Bei einem 3-Bit-Gray-Code lässt sich ein Würfel mit 8 Ecken erstellen. Es ergeben sich somit 6 verschiedene Reihenfolgen der Binärzahlen, um einen 3-Bit-Gray-Code zu erzeugen. [40] Bei den Hall-Sensorwerten werden 3-Bit Zahlen verwendet, jedoch nur 6 Zustände benötigt. Der Hyperwürfel sieht wie in Abbildung 7.1 zu sehen ist aus. Abbildung 7.1.: Hyperwürfel Gray-Code Hall-Sensorwerte Mit den schwarzen Pfeilen ist der Kreislauf der Hall-Sensorwerte, in positiver Drehrichtung, dargestellt. Die Binärzahlen 000 und 111 kommen nicht in den Hall-Sensorsignalen vor, da diese Zustände einem Fehler entsprechen könnten. Bevor es zu einer automatischen Kommutierung - durch Interrupts - kommen kann, wird beim Anlaufen des Motors eine Startinitialisierung, abhängig von der gewünschten Drehrichtung, für den Motorlauf durchgeführt (siehe Abbildung 7.2). Chris Bauer 56 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Abbildung 7.2.: Programmablaufplan der Startinitialisierung Chris Bauer 57 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Um das Umschalten der Sensorwerte von einem auf den nächsten Wert zu erkennen, werden die unteren drei Bits des GIO Port A als Interrupt-Eingänge initialisiert. Zusätzlich wird der High End Timer (HET) für die PWM-Erzeugung initialisiert und gestartet (näheres hierzu in Unterabschnitt 7.1.2). In der Startinitialisierung werden die Hall-Sensorwerte auf ihre Richtigkeit überprüft. Da die Rotorposition noch unbekannt ist, können lediglich die nicht auftretenden Zustände detektiert werden. Dies wäre beispielsweise der Fall, wenn die Hall-Sensoren nicht oder nicht richtig angeschlossen sind. Tritt ein Fehlerfall auf, wird die Stoppinitialisierung aufgerufen. In dieser werden die Ausgänge der Halbbrückentreiber über den GIO Port A so angesteuert, dass die Motorwicklungen kurzgeschlossen sind. Zusätzlich wird der HET gestoppt, die Interrupts des GIO Port A und des HET gesperrt, sowie eine Fehlermeldung über die serielle Schnittstelle 1 ausgegeben. Beginnt sich der Motor zu drehen, wird die Kommutierung mit der Interrupt Service Routine des GIO Port A realisiert. In Abbildung 7.3 ist der Programm-Ablaufplan (PAP) dieser Interrupt Service Routine zu sehen. Als erstes wird nach den Betriebsmodi entsprechend ein Array für die Kommutierung sowie für den Vergleich der Sensorwerte ausgewählt. Im Programm sind folgende Werte in Arrays hinterlegt: • Werte für den GIO Port A zum Ansteuern der Halbbrücken • Die erwarteten Sensorwerte nach der aktuellen Position • Werte für die PWM Erzeugung mittels HET • Art der Flankentriggerung je nach Position Chris Bauer 58 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Abbildung 7.3.: Programmablaufplan Interrupt Service Routine der Kommutierung Chris Bauer 59 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Die Flankentriggerung muss jedoch nur in der Startinitialisierung mit dem Array „Kommu_r“ oder „Kommu_l“ - je nach Drehrichtung - eingestellt werden. Danach kann immer zwischen positiver und negativer Flanke getoggelt werden. Dies ist notwendig, da der Mikrocontroller nur die positive oder die negative Flanke erkennen kann. [11] Als Beispiel werden die Arrays für den Rechtslauf hier aufgezeigt: 1 i n t senswert_erw_r [ 8 ] = { 0 , 0 x03 , 0 x06 , 0 x02 , 0 x05 , 0 x01 , 0 x04 , 0 } ; 2 i n t Kommu_r [ 8 ] = { 0 , 4 0 , 2 4 , 4 8 , 4 8 , 2 4 , 4 0 , 0 } ; 3 i n t F l a n k e _ r [ 8 ] = { 0 x00 , 0 x07 , 0 x07 , 0 x00 , 0 x07 , 0 x00 , 0 x00 , 0 x00 } ; 4 i n t pwm_r [ 8 ] = { 0 , 1 , 2 , 2 , 3 , 1 , 3 , 0 } ; Das Springen an die gewünschte Position in den Arrays wird mit dem 3-Bit-Wert der Hall-Sensoren realisiert. Da die Werte der Hall-Sensoren nicht einer binären schrittweisen Erhöhung entsprechen, sieht die Anordnung der Werte zusammengewürfelt aus. Mit dieser Umsetzung wird das Programm aber sehr schnell abgearbeitet, da lediglich die Sensorwerte als Adresswerte in die Arrays eingesetzt werden müssen. Je nach Drehrichtung und der Unterscheidung, ob gebremst werden soll, wird das passende Array ausgewählt. Der Vergleich, ob der Sensorwert dem erwarteten entspricht, geht dann sehr einfach: 1 inpneu=GIODINA & 0 x07 ; 2 i f ( senswert_erw_r [ inp ]== inpneu ) Es muss lediglich der alte Wert der Hall-Sensoren als Adresse für das Array verwendet werden. Nachdem der Abgleich durchgeführt wurde, kann kommutiert werden. Hierbei wird der entsprechende Wert aus dem Array „Kommu_r “ (bei Drehrichtung rechts) auf den GIO Port A geschrieben und die PWM-Signale aktualisiert, sowie der Interrupt des PWM-Signals freigegeben (näheres hierzu in Unterabschnitt 7.1.2). Danach wird die aktuelle Motorposition für den nächsten Vergleich in der Variable „inp“ gespeichert. Anschließend folgt die Umstellung der Flankentriggerung und das Zurücksetzen des GIO Port A Interrupts, damit der Interrupt wieder funktioniert. Tritt ein Fehler in den Hall-Sensorwerten auf, wird die Stoppinitialisierungs aufgerufen und der Motor hält an. Diese Fehlererkennung muss für den Fall, dass etwas mit dem Motor positioniert werden soll, deaktiviert bzw. abgeändert werden. Bei der Positionierung ist je nach Regelung eine Richtungsumkehr von Rechts- auf Linkslauf notwendig. Die Erkennung eines nicht erwarteten Hall-Sensorwertes könnte hier die Erkennung der Richtungsumkehr, Chris Bauer 60 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module womit eine andere Kommutierung notwendig wird, darstellen. Bereits umgesetzte Betriebsmodi • Rechts- und Linkslauf • Aktives Bremsen Rechts- und Linkslauf Beim normalen Rechts- und Linkslauf werden die Motorspulen entsprechend der Tabelle 7.1 mit Strom versorgt. Beim aktiven Bremsen werden die Motorspulen im Rechtslauf mit dem Strom für die aktuelle Position des Linkslaufs beaufschlagt. Hierdurch wird ein dem Strom proportionales Gegenmoment erzeugt. Dieses Moment kann mit dem Tastverhältnis des PWMSignals geregelt werden. Die erwarteten Positionswerte entsprechen hierbei der aktuellen Drehrichtung. Die Stromaufnahme beim aktiven Bremsen verhält sich ähnlich wie im Anlaufmoment, sodass der Strom über das Tastverhältnis stärker reduziert werden muss. Als passives Bremsen wird das Kurzschließen der Motorspulen, wie es in der Stoppinitialisierung realisiert wird, bezeichnet. 7.1.2. PWM Erzeugung Ein PWM-Signal ist zur Drehzahlregelung des BLDC Motors notwendig. Für die Erzeugung wird der High End Timer (HET) des SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers verwendet. Es sind drei verschiedene PWM-Signale, für jeden Halbbrückentreiber ein Signal, notwendig. Es ist immer nur ein PWM-Signal an einer Halbbrücke aktiv. Dies wird derzeit realisiert, indem auf einem der drei Ausgänge das richtige Tastverhältnis ausgegeben wird und die anderen beiden Ausgänge ein Tastverhältnis von Null, also dauerhaft logisch Null, ausgeben. Für die Programmierung des HET wird von TI eine Assembler ähnliche Programmiersprache verwendet. Hierfür müssen an der Entwicklungsumgebung von IAR Einstellungen geändert werden. Aus einem File mit der Bezeichnung *.het wird dann beim kompilieren ein C-File sowie ein Header-File erstellt, welche dann dem Projekt hinzugefügt werden. In das Programm des Servoreglers wird zusätzlich die Funktion „MemCopy32“ hinzugefügt, mit welcher der Programmcode in den RAM-Speicher des HET kopiert wird. [10] Chris Bauer 61 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Prinzipelle Funktionsweise PWM Um ein PWM-Signal zu generieren werden ein Zähler und ein „Vergleicher“ benötigt. Mit dem Zähler wird die Periodendauer bzw. die Frequenz des Signals in Abhängigkeit des Eingangstaktsignals eingestellt. Mit dem Vergleicher kann dann der Tastgrad des Signals verändert werden. Der Vergleicher ändert den Zustand des Ausgangspins von Low auf High oder umgekehrt genau dann, wenn der Zähler den gespeicherten Zahlenwert erreicht hat. In der Abbildung 7.4 ist ein Modell zur Erzeugung eines PWMSignals zu sehen. Der Tastgrad beträgt in diesem Modell ca. 80% oder 0,8. Das Signal ist also 80% der Periodendauer auf High-Pegel. Abbildung 7.4.: Generieren eines PWM-Signals Beim Generieren des PWM-Signals ist zu beachten, dass der Vergleichswert nur innerhalb des Zählerwertes liegen kann. Ist dieser größer als der Zählerwert kann kein PWM-Signal generiert werden. Der Programmcode um das PWM-Signal zu erzeugen wird im SM470R1B1M-HT Mi- Chris Bauer 62 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module krocontroller von dem HET Coprozessor abgearbeitet. PWM generieren mit dem High End Timer Der HET hat einen Takteingang, der mit dem Systemtakt des Mikrocontrollers übereinstimmt. Danach kommen zwei Teiler mit welchen der Systemtakt reduziert werden kann (siehe Abbildung 7.5). Mit dem resultierenden Taktsignal wird, wie in Abbildung 7.4 dargestellt, die Frequenz und das Tastverhältnis eingestellt. Abbildung 7.5.: Prescaler Configuration HET [8] Die Frequenz des PWM-Signals lässt sich mit folgender Formel errechnen: f PW M = SYSCLK HR prescale · LR prescale · Zähler (7.1) Es ist aus der Formel ersichtlich, dass der Zählerwert für die gleiche PWM-Frequenz höher sein muss, wenn der Teiler am Takteingang geringer wird. Hieraus resultiert eine größere Auflösung für den Vergleichswert innerhalb einer PWM-Periode. Begrenzender Faktor beim Reduzieren des Teilers ist die „Loop Resolution“. Wird die Programmschleife, in der das Programm abgearbeitet werden, kann zu kurz, werden die Pins nicht mehr korrekt vom HET-Programm angesteuert und es kann somit kein PWM-Signal generiert werden. Die größte mögliche Auflösung wird mit einem Teiler von 13 erreicht. Hierbei wird in das HRPrescale Register ein Wert von 13 und in das LRPrescale Register ein Wert von 1 eingetragen. Mit geringeren Werten für den Teiler kann das Programm nicht mehr abgearbeitet werden. Die PWM-Frequenz wurde minimal von gewünschten 50kHz reduziert um eine etwas größere Auflösung zu erreichen. Der Zähler hat einen Wert von 66 womit sich die Frequenz mit einem Systemtakt von 40MHz wie folgt ergibt: f PW M = Chris Bauer 40MHz = 46620Hz 13 · 1 · 66 63 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module Als maximales Tastverhältnis der PWM wird aufgrund der Bootstrapschaltung ca. 0,9 verwendet. Hierdurch ergibt sich eine Auflösung des Tastverhältnis in ca. 60 Schritten. Das Tastverhältnis der PWM-Signale wird beim Überlaufen des Zählerwertes durch einen Interrupt, vom HET-Coprozessor an die CPU des Mikrocontrollers, neu angefordert. Dies würde bedeuten, dass die Interrupts vom HET mit einer Frequenz von 46,6 kHz auftreten würden. Aus diesem Grund sind die Interrupts des HET deaktiviert, bis eine Änderung am Tastverhältnisses vorliegt. Änderungen können vom Regelkreis oder der Kommutierung vorgenommen werden. Bei der Kommutierung wird immer nur eines der drei PWM-Signale mit dem richtigen Tastverhältnis beaufschlagt, die anderen beiden Signale werden über das Tastverhältnis auf dauerhaft Null gelegt. Dies ist deshalb notwendig, da immer nur eine Halbbrücke mit dem PWM-Signal versorgt wird. Um die PWM-Signale anzupassen, werden die Variablen des jeweiligen Tastverhältnisses über die Funktion „MemCopy32“ beschrieben. Danach können die Interrupts des HET wieder deaktiviert werden, was am Ende der Interrupt Service Routine des HET realisiert wird (näheres zu den Interrupts im Abschnitt 7.3). 7.1.3. Strommessung mittels AD-Wandler Die Strommessung des Servoreglers wird mit dem im Mikrocontroller integrierten ADWandler realisiert. Der AD-Wandler wird hierfür in der Startinitialisierung des Programms konfiguriert. Der AD-Wandler wird im „Continuous conversion mode“konfiguriert. Dies bedeutet, die anliegenden Spannungswerte werden dauerhaft in die entsprechenden Digitalwerte gewandelt. Der AD-Wandler könnte auch im „Single conversion mode“ betrieben werden, jedoch müsste der AD-Wandler mit dieser Einstellung für jedem Digitalisierungsvorgang aufgerufen werden. [12] Der AD-Wandler Kanal 9, an dem der Current-Shunt Monitor angeschlossen ist, wird der Convert Group 1 hinzugefügt und der Interrupt für diese Gruppe aktiviert. Im Betrieb wird dann, nachdem alle Digitalisierungen der Convert Group 1 abgeschlossen sind, das entsprechende Interruptflag gesetzt. In der dazugehörigen Interrupt Routine werden die Werte des AD-Wandlers anschließend auf eine Variable addiert und gemittelt. Derzeit ist eine Samplerate von 18.000 Samples Sec eingestellt. Gemittelt werden 1000 Werte, sodass derzeit alle 50ms ein neuer Wert des Stroms vom Regelkreis ausgelesen werden kann. Diese Zeit kann, indem weniger Samples gemittelt werden oder die Samplerate erhöht wird, noch verringert werden. Chris Bauer 64 7.1. Inbetriebnahme einzelner Module 7.1.4. Drehzahlmessung Für die Drehzahlmessung wird das Real-Time-Interrupt-Modul (RTI-Modul) des Mikrocontrollers eingesetzt. Es handelt sich hierbei um einen Zähler, welcher unabhängig von der CPU und der Software, welche gerade bearbeitet wird, läuft. Dieser Timer ist speziell für Code-Benchmarking ausgelegt und somit für die genaue Messung von Zeiten, wie es bei der Drehzahlmessung notwendig ist, geeignet. Das RTI-Modul ist am Eingang wie in Abbildung 7.6 zu sehen aufgebaut. Abbildung 7.6.: Takteingang RTI-Modul [9] Der RTI-Takt kann entweder direkt vom Takteingang des Mikrocontrollers ohne PLL oder mit PLL gewählt werden. Ohne PLL beträgt der RTI-Takt (RTICLK) 10MHz. Mit PLL sind 40MHz als Takteingangssignal wählbar. Für die Messung der Drehzahl reichen 10MHz als Taktsignal aus. Die maximale Kommutierungsfrequenz beträgt lediglich: f Kommu U U 13900 min · 6 = 1390Hz = min · 6 = 60 60 Es wird pro Umdrehung 6 mal kommutiert, weshalb die Kommutierungsfrequenz 6 mal höher liegt als die Umdrehungsfrequenz. Somit erhält man mit Maximaldrehzahl und einem Teiler von 10: 10MHz = 719 Zählschritte 1390Hz · 10 Der Teiler wird über das Register RTIPCTL in den unteren 10 Bit gewählt. Chris Bauer 65 7.2. Regelkreis Es wird ein Zahlenwert von 9 eingetragen, um einen Teiler von 10 zu realisieren. Das Register wird bitweise dekrementiert und läuft nach 0 wieder mit dem Reloadwert von 9 an, womit sich eine Zählfrequenz von 1MHz ergibt. Die Auflösung beträgt 1 1MHz = 1µs was für die Drehzahlmessung genau genug ist. Für die Messung wird zum Beginn jedes Kommutierungsinterrupts zuerst einmal der Zählerwert des RTICNTR Registers ausgelesen und gespeichert. Nachdem die Motorspulen neu kommutiert sind, wird dann der Drehzahlwert ausgerechnet. Beim Berechnen der Differenz zwischen altem und neuem Timerwert muss der Timerüberlauf mit beachtet werden. Dies wird mit folgendem Programmteil realisiert: 1 2 if ( ctr < c t r _ a l t ) { z a e h l w e r t= c t r + 0 x200000 − c t r _ a l t ; 3 4 } 5 else 6 { zaehlwert = 7 8 ctr − ctr_alt ; } Der Counter wird im Falle eines Überlaufs um den maximalen Counterwert erhöht. Bei ersten Tests mit der Drehzahlmessung des Motors sind Probleme mit schwankenden Drehzahlwerten aufgetreten. Diese lagen im Bereich von 1000 U min , ohne dass sich die Motordrehzahl veränderte. Um die Drehzahlmessung zu stabilisieren, wird diese durch Mitteln von 6 Kommutierungszeiten, was einer Umdrehung entspricht, ausgerechnet. Durch das Mitteln der Timerwerte bleiben die Drehzahlwerte stabil. Hierdurch wird bestätigt, dass die Timerwerte pro Kommutierungsschritt unterschiedlich sind. Der Grund für die unterschiedlichen Timerwerte könnte an unterschiedlich positionierten Hall-Sensoren liegen. Um die Ursache der unterschiedlichen Werte zu erörtern, wird die Drehzahlmessung des RTI-Moduls verifiziert (siehe Abschnitt 8.1). 7.2. Regelkreis Für die Regelung wird aus Zeitgründen zunächst nur ein P-Regler für die Drehzahlregelung implementiert. In diesem Unterkapitel wird auf die Details der Implementierung des Regelkreises eingegangen. Chris Bauer 66 7.2. Regelkreis 7.2.1. Aufruf Regelkreis Der Drehzahlregelkreis des Motors wird zyklisch in konstanten Zeitabständen aktiviert um eine neue Stellgröße auszurechnen. Die Drehzahlregelung wird digital auf dem Mikrocontroller realisiert. Hierbei soll die Drehzahlregelung ebenfalls Interrupt gesteuert ablaufen. Die Abtastzeitpunkte, in denen die aktuelle Drehzahl ausgelesen und eine neue Stellgröße errechnet wird, werden hierbei von einem Timer per Interrupt automatisch vorgegeben. Um dies zu realisieren wird der TAP-Interrupt des RTI-Moduls verwendet. Dieser Interrupt tritt immer dann auf, wenn das für den TAP-Interrupt gewählte Bit des RTIZählers Null gesetzt wird.[9] In Tabelle 7.2 sind die wählbaren TAP-Bits ersichtlich. Die TAP-Interrupt-Periode lässt sich mit der Gleichung 7.2 berechnen: Tabelle 7.2.: TAP-Interrupt-Bits [9] T = ( M + 1) · ( TapValue) · ( RTICLKPeriod) [9] (7.2) T ...TAP Periode M ...Preload Value des Timers TapValue ...Ausgewählter TAP-Wert RTICLKPeriod ...Ausgewählte Taktfrequenz des RTI-Moduls Chris Bauer 67 7.2. Regelkreis Mit der TAP-Interrupt-Periode ist die Zeit bezeichnet, in der zyklisch die Interrupts auftreten. Als TAP-Wert wurde im ersten Ansatz 32768 gewählt. Mit diesem Wert lässt sich die TAP-Periode errechnen: T = (9 + 1) · 32768 · 1 = 32, 7ms 10MHz Um die Regelzykluszeit besser einschätzen zu können, wird sie mit den Zeiten für eine Umdrehung bei Minimal- und Maximaldrehzahl verglichen. U Die maximale Nenndrehzahl des Maxon EC 22 HD Motors beträgt 10700 min . Für eine Umdrehung wird eine Zeit von 5,6ms benötigt. Folglich hat der Motor innerhalb eines Abtastzyklus des Regelkreises ca. 6 Umdrehungen mit maximaler Drehzahl zurückgeU legt. Mit der minimalen Drehzahl von 1000 min legt der Motor innerhalb von 32,7ms nur ca. eine halbe Umdrehung zurück. Der nächst kleinere TAP-Wert ergibt mit den derzeit eingestellten Parametern für das RTI-Modul eine Zykluszeit von ca. 4ms. Der nächst größere TAP-Wert ergibt eine Zykluszeit von 262ms was für den Regelkreis eine zu lange Zeitdauer ist. Es müssen zunächst Messungen mit der derzeit eingestellten TAP-Zykluszeit von 32,7ms durchgeführt werden, um eine genau Aussage über die Eignung treffen zu können. Wenn die Abtastzeit des Regelkreises den Anforderungen nicht gerecht wird, können noch grundlegende Änderungen am RTI-Taktsignal vorgenommen werden. Beispielsweise kann hierdurch eine Zeit zwischen 32,7ms und 4ms für die TAP-InterruptPeriode realisiert werden. Allerdings muss darauf geachtet werden, dass Änderungen der Parameter sich auf die Berechnung des Drehzahlwerts auswirken und hierdurch weiterführende Anpassungen am Programm notwendig werden. 7.2.2. Drehzahlregelung Für die Regelung soll im fertigen Servoregler eine Kaskadenregelung eingesetzt werden. Gerade bei Positionsregelungen, wie sie beispielsweise in der Partnerarbeit [1] bei der Positionierung des Kameraobjektivs beschrieben wird, ist das Kaskadieren der Regelaufgaben von Vorteil. In der Abbildung 7.7 wird eine solche Kaskadenregelung dargestellt. Beim roten Bereich handelt es sich um den inneren Regelkreis, beim Servoregler um einen Stromregelkreis. Der grüne Regelkreis stellt den mittleren Regelkreis, den Drehzahlregelkreis dar, und der äußere blaue Bereich ist für die Lagenregelung zuständig. Chris Bauer 68 7.2. Regelkreis Abbildung 7.7.: Beispiel Kaskadenregelung [35] Hierbei müssen die inneren Regelkreise schneller sein als die äußeren, damit die Kaskadenregelung funktionieren kann. [35] Es könnten beispielsweise die beiden Compare-Register des RTI-Moduls für die zusätzlich notwendigen Zyklischen Interrupts verwendet werden. Dabei muss beachtet werden, dass das Compare-Register nur einmal in pro Timerperiode (ähnlich PWM, siehe Abbildung 7.4) einen Interrupt auslöst. Folglich müsste pro Compare-Interrupt der Compare-Wert entsprechend erhöht werden, um eine schnellere Interruptperiode zu erreichen. Eine zweite Möglichkeit wäre, die äußeren Regelkreise vom inneren Regelkreis zu aktivieren. Derzeit besteht der Regelkreis nur aus einer Drehzahlregelung. Diese wird im ersten Schritt allerdings nur als Proportional-Regler (P-Regler) ausgeführt. Im Folgenden wird auf die Implementierung dieses Reglers eingegangen. P-Regler Im ersten Ansatz wird aus Zeitgründen nur ein P-Regler für die Drehzahlregelung umgesetzt. Die Regelverstärkung KP des P-Reglers wurde zudem nicht errechnet, sondern lediglich durch praktisches Testen ausgelegt. Um einen PID-Regler, wie er für die Drehzahlregelung gewünscht ist, zu implementieren, müssen zunächst Modelle des Reglers mit der Regelstrecke aufgestellt und anhand dieser die Regelparameter festgelegt werden. Aus Zeitgründen wurde auf ein solches Modell verzichtet und lediglich ein P-Regler implementiert. Dieser Regler ist durch weitere Regelanteile (integral und differential) zu späteren Zeitpunkten zu ergänzen. Zusätzlich zu den Regelanteilen sollte eine Notabschaltung im Regelkreis integriert werden, welche eine Strombegrenzung und einen Blockierschutz beinhaltet. Chris Bauer 69 7.2. Regelkreis Das Programm des P-Reglers ist wie im PAP in Abbildung 7.8 dargestellt aufgebaut. Die Drehzahl wird über das Tastverhältnis des PWM-Signals variiert, wobei obere Grenzen für die Werte festgelegt wurden. Beim normalen Betriebsmodus liegt die obere Grenze bei einem Tastverhältnis von 0,9. Beim aktiven Bremsmodus wird ein maximales Tastverhältnis von 0,15 festgelegt. Der Betriebsmodus des aktiven Bremsens wird in Unterabschnitt 7.1.1 erklärt. Die Problematik beim aktiven Bremsen liegt darin, dass der Stromfluss durch die Spulen so groß ist wie im Anlaufmoment, da keine Gegeninduktion in der Spule durch das Polrad auftritt. Das Polrad bewegt sich beim aktiven Bremsen von der aktuell mit Strom versorgen Motorspule weg. Je nach Last, welche am Motor angeschlossen wird, kann auf den aktiven Bremszustand verzichtet und nur über das Verringern des Tastverhältnisses schon ausreichend abgebremst werden. Für die ersten Tests im Prüfstand (siehe Kapitel 8) wird das aktive Bremsen verwendet, da der Prüfstand eine sehr große Schwungmasse mit entsprechender Trägheit aufweist. Ein Bremsen nur durch Verringern des Tastverhältnisses würde mit dieser Art von Last nicht ausreichen. Chris Bauer 70 7.2. Regelkreis Abbildung 7.8.: Programmablaufplan P-Regler Chris Bauer 71 7.3. Interruptstrukur 7.3. Interruptstrukur Das komplette Programm des Servoreglers läuft ausschließlich Interrupt gesteuert ab. Im Hauptprogramm wird lediglich beim Start des Programms die Initialisierung der PLL, des AD-Wandlers, der Seriellen Schnittstelle und des RTI-Moduls durchgeführt. Des weiteren werden die Interrupt-Prioritäten, auf welche nachfolgend eingegangen wird, in der Initialisierung im Hauptprogramm festgelegt. 7.3.1. Interrupt-Prioritäten Das Interrupt-Management des SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers bietet die Möglichkeit den einzelnen Interruptquellen verschiedene Prioritäten zu vergeben. Die einzelnen Interruptquellen können grundlegend in zwei Interrupt-Vektoren, in „Fast Interrupt Request“ (FIQ) und in „Normal Interrupt Request“ (IRQ), unterteilt werden. Innerhalb des gesamten Central-Interrupt-Manager-Moduls (CIM-Moduls) des Mikrocontrollers gibt es 32 Interrupt Kanäle, welche mit einzelnen Peripheriemodulen verbunden sind. Dabei sind die Kanäle und somit auch die Prioritäten fest vorgegeben. Kanal 0 hat hierbei die höchste und Kanal 31 die niedrigste Priorität. Die Prioritäten können jedoch über die Software, von den Kanälen unabhängig, verändert werden. [9] [13] Die Interrupt-Prioritäten werden wie folgt von der CPU verarbeitet: Treten gleichzeitig zwei IRQ-Interrupts auf wird der niedrigere Kanal zuerst abgearbeitet und anschließend der höhere Kanal. Wird ein IRQ-Interrupt abgearbeitet kann kein zweiter, höher-priorer IRQ-Interrupt diesen unterbrechen. Lediglich ein FIQ-Interrupt kann einen IRQ-Interrupt unterbrechen. Ein FIQ-Interrupt kann von keinem weiteren FIQ-Interrupt unterbrochen werden, selbst wenn dieser eine höhere Priorität aufweist. Es können also lediglich die FIQ-Interrupts die IRQ-Interrupts unterbrechen. Innerhalb eines Interrupt-Vektors sind keine Unterbrechungen möglich. Bei bestimmten Interruptquellen muss das Interrupt-Flag von der Software zurück gesetzt werden. Im derzeitigen Programm ist dies bei den GIO Port A Interrupts der Fall. Hier muss das Register GIOOFFA ausgelesen werden, in welchem der auslösende Pin abgespeichert wurde. Im folgenden wird auf die Interruptstruktur im Programm des Servoreglers eingegangen. Chris Bauer 72 7.3. Interruptstrukur 7.3.2. Gesamtaufbau des Servoregler-Programms In der Abbildung 7.9 ist der Ablauf, des über Interrupt gesteuerten Programms, zu erkennen. Abbildung 7.9.: Programmablauf durch Interrupts Die rot markierten Felder geben die FIQ-Interrupts wieder, die grünen Felder die IRQInterrupts. Die beiden für die Kommutierung wichtigen Interrupts können somit die zeitlich nicht so wichtigen Interrupts unterbrechen. Das Interrupt des HET hängt direkt mit der Kommutierung zusammen. In dieser Interrupt-Routine wird das PWM-Signal auf die aktive Halbbrücke durchgeschaltet. Der Interrupt des AD-Wandlers hat die geringste Priorität. Derzeit wird in der ADConvert Gruppe 1 nur der Wert des Stroms digitalisiert. Zu einem späteren Zeitpunkt muss hier noch der Spannungswert des PT-1000 Platintemperaturfühlers eingelesen werden. Chris Bauer 73 7.3. Interruptstrukur Mit dieser Änderung besteht zwischen dem TAP-Interrupt und dem AD-Wandler-Interrupt noch eine zweite Abhängigkeit, welche in die Regelung mit einfließen muss. Die Regelparameter, z.B. der Maximalstrom des Motors, werden dann mit der Temperatur angepasst und müssen deshalb für den Regelkreis zur Verfügung stehen. Hat der Regelkreis einen neuen Wert für das Tastverhältnis des PWM-Signals berechnet, so muss das Tastverhältnis schnellstmöglich aktualisiert werden, weshalb der Regelkreis den HET-Interrupt frei gibt. Die Timerwerte für die Drehzahlmessung werden in der Interrupt-Routine des GIO Port A gemessen und in einem Array abgelegt. In der Interrupt-Routine des Regelkreises wird dann der Mittelwert der Timerwerte und daraus die Motordrehzahl berechnet. Im Hauptprogramm werden, wie oben beschrieben, Hardwaremodule initialisiert und grundlegende für den Betrieb notwendige Parameter wie die PLL konfiguriert. Danach befindet sich das Hauptprogramm in einer Endlosschleife und sendet die aktuellen Drehzahl- und Stromwerte ca. im Sekundentakt über die serielle Schnittstelle. Diese können am PC in einer Konsole eingesehen werden. Im späteren Betrieb ist diese Funktion nicht mehr notwendig. Die externen Drehzahlvorgaben sollen per CANSchnittstelle an den Controller weitergegeben werden und die aktuellen Zustände des Servoreglers sollen ebenfalls über diese Schnittstelle gesendet werden. Chris Bauer 74 8. Motorprüfstand Um den Servoregler besser testen zu können, wurde vor dieser Bachelorarbeit ein Prüfstand entwickelt (siehe Abbildung 8.1). In diesen kann entweder der EC 22 HD Motor oder der EC 22 Motor von Maxon eingebaut werden. Hier links im Bild des Prüfstands ist der Maxon EC 22 HD Motor zu erkennen. Um die Drehzahlen zu messen oder ein Lastmoment stellen zu können, wird auf der Gegenseite der Maxon EC 45 Motor mit EPOS verwendet. Dieser ist neben den HallSensoren zusätzlich mit einem Encoder ausgestattet. Der Encoder arbeitet mit einem Inkrementalgeber mit 500 Impulsen pro Umdrehung und ist von der Auflösung somit deutlich besser als die Hall-Sensoren mit 6 Werten pro Umdrehung. Abbildung 8.1.: Motorprüfstand Links im Bild ist das Hochtemperatur Embedded System mit der Leistungselektronik auf einer externen Platine zu erkennen. Vorne rechts im schwarzen Gehäuse ist der EPOS 70/10 von Maxon Motor zu sehen, mit welchem der EC 45 Motor (rechts im Prüfstand) betrieben wird. Chris Bauer 75 8.1. Verifizierung Drehzahlmessung 8.1. Verifizierung Drehzahlmessung In diesem Kapitel werden die Messungen und Auswertungen der Drehzahlverifizierung beschrieben. Wie in Unterabschnitt 7.1.4 erwähnt, besteht ein Problem mit schwankenden Drehzahlwerten wenn nur ein Timerwert für die Drehzahlmessung verwendet wird. Um die Ursache der schwankenden Werte zu messen, wird die Interrupt-Routine der Kommutierung bis auf die Zeitmessung reduziert. Dadurch kann sichergestellt werden, dass bei jeder Zeitmessung der Ablauf des Programms zu 100% gleich abläuft. In der Interrupt-Routine wird dann lediglich der Counterwert eingelesen und die Differenz zum alten Counterwert ausgerechnet. Danach wird dieser Wert in einer Variable gespeichert. Zuletzt werden die Werte zusammen mit dem aktuellen Hall-Sensorwert über die serielle Schnittstelle gesendet. Für die Verifizierung der Drehzahlmessung wurde der Maxon EC 45 Motor mit dem EPOS 70/10 von Maxon angesteuert. Für die Regelung der Drehzahl wurde der am EC 45 Motor angeflanscht Encoder ausgewählt, da hiermit die Drehzahl auf eine UmdreU hung genau geregelt werden kann. Für die Messung wurde eine Drehzahl von 500 min eingestellt. Ein Auszug aus den entstandenen Messergebnisse ist in Tabelle 8.1 zu sehen. Die Drehrichtung des Maxon EC 45 Motors war rechts herum orientiert, weshalb der Maxon EC 22 Motor links herum gedreht wurde. Die Drehrichtung ist an den Sensorwerten zu erkennen (vgl. Tabelle 7.1). Messung 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 Timerwert 18778 21398 17992 22434 17876 21465 18779 21392 17991 22435 17881 21455 Sensorwert 001 011 010 110 100 101 001 011 010 110 100 101 Tabelle 8.1.: Messdaten Drehzahlverifizierung Chris Bauer 76 8.1. Verifizierung Drehzahlmessung Werden die Drehzahlwerte immer in 6er Schritten gemittelt kommen sehr genaue Drehzahlwerte heraus (siehe Tabelle 8.2). Um die Drehzahlen zu errechnen, wird folgende Formel verwendet: Drehzahl = 1 · 60 6 Timerwerte addiert 1.000.000Hz Gemittelte Messung 1 bis 6 2 bis 7 3 bis 8 4 bis 9 5 bis 10 6 bis 11 7 bis 12 (8.1) Mittelwert 6 Werte u 500,24 min u 500,23 min u 500,26 min u 500,26 min u 500,26 min u 500,24 min u 500,28 min Tabelle 8.2.: Gemittelte Drehzahlwerte in 6er Schritten Die sehr geringen Abweichungen im Kommabereich können vernachlässigt werden, da sie für die Regelung nicht relevant sind. Ein Mitteln von 2er Paaren der Timerwerte ergibt keine hohe Genauigkeit, wie es beim Mitteln der 6er Paare der Fall ist. Um die Problematik zu verdeutlichen sind die Timerwerte über den Messungen in einem Diagramm dargestellt (siehe Abbildung 8.2). Es ist kein direkter Zusammenhang zwischen den Timerwerten und den einzelnen Hall-Sensoren im Diagramm zu erkennen. Wäre dies der Fall, so könnte beispielsweise mit Paarungen der Messungen (1 und 4, 2 und 5 sowie 3 und 6) gemittelt eine Drehzahl U von 500 min ohne größere Toleranzen errechnet werden. Diese Toleranzen in den Timerwerten ließen sich über die Hysterese, Lagentoleranzen der einzelnen Hall-Sensoren auf der Leiterplatte oder über die RC-Glieder, welche mit Toleranzen behaftet sein können, erklären. Es ergeben sich Toleranzen im Bereich von ca. 25 U min , wenn man die genannten Paa- rungen zum Mitteln der Drehzahl verwendet. Zu diesem Zeitpunkt kann nicht sicher festgestellt werden, weshalb die Drehzahlwerte schwanken. Aus diesem Grund muss dieses Problem zu einem späteren Zeitpunkt noch einmal genauer untersucht werden. Die Drehzahlmessung könnte hierfür ohne die RC-Glieder verifiziert werden. Chris Bauer 77 8.2. Messungen P-Regler Abbildung 8.2.: Diagramm zur Verifizierung der Drehzahlmessung 8.2. Messungen P-Regler Um die Qualität des Servoreglers grob einschätzen zu können, wurden am Ende Messungen mit verschiedenen Drehzahlen und Verstärkungsfaktoren durchgeführt. Es konnte ebenfalls der Prüfstand auf seine Eignung geprüft sowie die Einstellungen für den EPOS Regler von Maxon getestet werden. Die Einstellungen für den EPOS Regler sind in der Studienarbeit von Herrn Jochen Antons aufgeführt [1]. In ersten Tests mit dem Servoregler wurde die Strombegrenzung auf 1,5A am Netzteil eingestellt um im Falle einer Fehlfunktion die Zerstörung der Bauteile zu verhindern. Danach wurde die Strombegrenzung variiert, da diese sich direkt auf die Regelung auswirkt. Zusätzlich zur Strombegrenzung am Netzteil wurde der Verstärkungsfaktor KP zwischen den Messungen verändert. Es konnte hierbei jedoch noch kein stabiler ZuU blieb der Servoregler stand erreicht werden. Lediglich bei einer Drehzahl von 1000 min mit einem Verstärkungsfaktor von 0,0015 bis 0,006 stabil. Allerdings stellte sich hierbei eine bleibende Regelabweichung von ca. 100 U min ein. Bei allen anderen gemessenen Drehzahlwerten kam der P-Regler in einen Schwingungszustand, wie in den exemplarischen Messungkurven (Abbildung 8.3 bis 8.5) zu erkennen ist. Chris Bauer 78 8.2. Messungen P-Regler Zusätzlich bestand, wie schon in Kapitel 6 beschrieben, bei manchen Messungen das Problem mit der Fehlererkennung, welche wahrscheinlich durch EMV-Störungen hervorgerufen wird. Um den Regelkreis weiter zu optimieren, bedarf es zunächst einmal einem theoretischen Modell der Regelstrecke mit dem dazugehörenden Regelkreis. Zusätzlich sollte in den nächsten Entwicklungsschritten dem Regler noch ein I-Anteil hinzugefügt werden, um bleibende Regelabweichungen zu verhindern. Ein zusätzliches Problem stellt derzeit noch die Drehzahlmessung dar. Die Messung ist zu langsam, weshalb die Drehzahl über den zu erreichenden Sollwert geregelt wird und den Regler somit in Dauerschwingungen versetzt. Mit einer schnelleren Drehzahlmessung kann auch die Abtastzeit des Regelkreises angepasst werden. Die Abtastzeit des Regelkreises beträgt derzeit 32,7ms. Hier wäre eine Zeit von ca. 10ms wünschenswert. Alle Messkurven wurden mit einer Zeitdauer von 10 Sekunden aufgenommen. U Abbildung 8.3.: Testlauf 500 min - Strombegrenzung am Netzteil 1,5A Chris Bauer 79 8.2. Messungen P-Regler U Abbildung 8.4.: Testlauf 500 min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A U Abbildung 8.5.: Testlauf 2000 min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A Chris Bauer 80 9. Zusammenfassung und Ausblick 9.1. Zusammenfassung In dieser Bachelorarbeit sollte ein erster Entwurf eines temperaturbeständigen Servoreglers für bürstenlose Gleichstrommotoren aufgebaut und programmiert werden. Der temperaturbeständige Servoregler soll später in Geothermie Bohrlochsonden eingesetzt werden können. In Tiefen von bis zu 5000m treten hierbei Umgebungstemperaturen bis zu 200°C auf. Die Vielfalt an Elektronikkomponenten mit einer solchen Temperaturspezifizierung ist sehr gering, vergleicht man diese mit der heute erhältlichen Standardelektronik. Es sind nur sehr wenige Bauteile von wenigen Herstellern erhältlich. Bei den für den Servoregler notwendigen MOSFETs ist derzeit nur ein Bauteil mit passenden Parametern erhältlich. Außerdem stellte sich schon zu Beginn der Arbeit heraus, dass die Hochtemperaturkomponenten, mit einer Lieferdauer von 12 Wochen, nicht mehr innerhalb des Bearbeitungszeitraums geliefert werden können. Dadurch entstand die Notwendigkeit den Leistungsteil des Servoreglers ersatzweise aus Standard-Elektronikkomponenten aufzubauen, um die Software des Hochtemperatur Mikrocontrollers an einem bürstenlosen Gleichstrommotor testen zu können. Es entstand im ersten Entwurf eine Leistungselektronik, welche gleich zur erhältlichen Hochtemperaturelektronik vom Mikrocontroller angesteuert werden kann. Zudem wurden alle für den Betrieb notwendigen Bauteile mit einer Spezifizierung bis 200°C Umgebungstemperatur erörtert, sodass die Elektronik, nachdem die Bauteile geliefert wurden, auch temperaturfest aufgebaut werden kann. Die Software des Servoreglers konnte auf dem schon gelieferten Hochtemperatur Mikrocontroller von Texas Instruments implementiert werden. Es wurden in der ersten Entwicklungsstufe die Betriebsmodi Rechtslauf und Linkslauf, sowie das aktive Bremsen in beide Drehrichtungen, umgesetzt. Außerdem wurde ein erster Reglerentwurf, um die Drehzahl des Motors mit einem P-Regler zu stabilisieren, auf dem Mikrocontroller implementiert. Chris Bauer 81 9.2. Ausblick 9.2. Ausblick Die Entwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers mit dafür spezifizierten elektronischen Komponenten hat sich im Laufe dieser Arbeit als machbar erwiesen. Lediglich die Umsetzung mit entsprechenden Komponenten im Leistungsteil konnte aufgrund der Lieferzeiten innerhalb des Bearbeitungszeitraums noch nicht durchgeführt werden. In weiterführenden Arbeitsschritten steht nun zunächst der Aufbau der Hochtemperaturelektronik an. Hierbei muss beim Layout besonders darauf geachtet werden, dass eine gute EMV-Verträglichkeit gegeben ist. Zuvor sollte aus diesem Grund das derzeitige Layout der Standardelektronik nochmals auf die Fehlerursache untersucht und diese Fehler entsprechend korrigiert werden. Hiermit kann Erfahrung in diesem Bereich gesammelt werden, ohne dass das Layout der teureren Hochtemperaturelektronik in mehreren Arbeitsschritten optimiert werden muss. Des weiteren können Tests mit der Standardelektronik bei erhöhten Temperaturen durchgeführt werden. Die Standardelektronik ist bis zu einer Halbleiterschichttemperatur von 175°C ausgelegt und für den bürstenlosen Gleichstrommotor von Maxon, was die Stromtragfähigkeit betrifft, etwas überdimensioniert. Bei diesen Tests handelt es sich um eine weitere, jedoch zeitaufwändige, Möglichkeit zu verifizieren, ob Bauteile für den Betrieb in der Sonde geeignet sind. Außer der Hardware bedarf es weitere Entwicklungsschritte in der Softwareimplementierung insbesondere beim Regelkreis des Servoreglers. Hierbei sollte zunächst ein Modell der Regelstrecke, was den Motor und die angeschlossene Last beinhaltet, erstellt werden. Auf Grundlage dieses Modells lassen sich die Regelparamter des Drehzahlregelkreises festlegen. Ebenfalls sollte die Auflösung des PWM-Signals vergrößert werden. Hierfür ist es notwendig sich tiefer in die Funktionsweise des High End Timers einzuarbeiten. Außer dieser Optimierung im Programm muss die Drehzahlmessung noch einmal genauer Untersucht werden und mit den Ergebnissen ein Algorithmus entwickelt werden, um die Drehzahlmessung in kleineren Umdrehungsschritten zu realisieren. Aus diesen Optimierungsmaßnahmen resultiert, von den direkten Änderungen am Regelkreis abgesehen, ein besseres Regelverhalten des Motors. Zusätzlich sollte der Regelkreis um eine Notabschaltung, welche beim Blockieren des Motors greift, ergänzt werden. Für die Überwachung der maximalen Dauerstromaufnahme wird es außerdem notwendig, die Messung der Umgebungstemperatur in den Regelkreis zu integrieren, da sich dieser in Abhängigkeit der Temperatur verändert. 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Der einwandfreie Betrieb wurde nachgewiesen bei erweitertem Temperaturbereich von -55°C bis 200°C – alle eingebauten Komponenten sind für Temperaturen von mindestens 240°C ausgelegt. Schläge und Stösse sowie Vibrationen werden über den gesamten Temperaturbereich absorbiert, ohne den Motor zu beschädigen. Der Motor ist mit oder ohne Hall-Sensoren verfügbar. Diese werden, ähnlich einem Encoder, in einem Gehäuse untergebracht an den Motor angeflanscht (siehe Zeichnung). maxon motor 1 1 driven by precision EC 22 ∅22 mm, bürstenlos, 240 Watt Heavy Duty – für Anwendungen in Öl A mit Hall-Sensoren A mit Hall-Sensoren B sensorlos 1.6 x2.4 tief/deep 3x 15 120 Lage des Kabelabgangs zum Befestigungsbohrbild 10 Alignment of cables relative to mounting holes 10 M 1:1 Lagerprogramm Standardprogramm Sonderprogramm (auf Anfrage) Bestellnummern A mit Hall-Sensoren B sensorlos 398663 398662 Motordaten (provisorisch) Werte bei Nennspannung und Umgebungstemperatur °C 1 Nennspannung V 2 Leerlaufdrehzahl min-1 3 Leerlaufstrom mA min-1 4 Nenndrehzahl1) 5 Nennmoment (max. Dauerdrehmoment)1) mNm 6 Nennstrom (max. Dauerbelastungsstrom) A 7 Anhaltemoment mNm 8 Anlaufstrom A 9 Max. Wirkungsgrad % Kenndaten W 10 Anschlusswiderstand Phase-Phase 11 Anschlussinduktivität Phase-Phase mH 12 Drehmomentkonstante mNm A-1 13 Drehzahlkonstante min-1 V-1 14 Kennliniensteigung min-1 mNm-1 15 Mechanische Anlaufzeitkonstante ms 16 Rotorträgheitsmoment gcm2 1) 25 48 12900 384 8560 149 4.53 460 13.4 71 70.5 100 48 13500 140 8640 120 3.64 346 10.3 71 70.5 150 48 13700 144 9240 92.9 2.9 295 8.98 70 70.5 200 48 13900 149 10700 57.2 1.88 256 7.93 70 70.5 3.59 0.357 34.4 278 29 2.31 7.63 4.64 0.357 33.5 285 39.5 2.31 3.15 7.63 5.35 0.357 32.9 290 47.2 2.31 3.77 7.63 6.05 0.357 32.3 296 55.4 2.31 4.42 7.63 Werte für Betrieb im thermischen Gleichgewicht. Spezifikationen 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 Betriebsberiche Thermische Daten Therm. Widerstand Gehäuse-Luft 0.79 KW-1 Therm. Widerstand Wicklung-Gehäuse 0.75 KW-1 Therm. Zeitkonstante der Wicklung 4.8 s Therm. Zeitkonstante des Motors 40 s Umgebungstemperatur -55 … +200 °C Max. Wicklungstemperatur +240 °C Mechanische Daten (vorgespannte Kugellager) Grenzdrehzahl 20000 min-1 Axialspiel bei Axiallast < 5 N 0 mm >5N max. 0.14 mm Radialspiel vorgespannt Max. axiale Belastung (dynamisch) 4N Max. axiale Aufpresskraft (statisch) 60 N (statisch, Welle abgestützt) 250 N Max. radiale Belastung, 5 mm ab Flansch 16 N Weitere Spezifikationen 29 Polpaarzahl 30 Anzahl Phasen 31 Motorgewicht Legende n [min-1] TA = 25°C 25000 TA = 100°C TA = 150°C 20000 TA = 200°C 15000 240 W 200 W 10000 140 W 5000 80 W 20 40 1.0 80 60 2.0 100 3.0 120 140 4,0 M [mNm] Dauerbetriebsbereich Unter Berücksichtigung der angegebenen thermischen Widerstände (Ziffer 17 und 18) und der angegebenen Umgebungstemperatur wird bei dauernder Belastung die maximal zulässige Rotortemperatur erreicht = thermische Grenze. Kurzzeitbetrieb Der Motor darf kurzzeitig und wiederkehrend überlastet werden. Typenleistung I [A] Anwendung Allgemein 1 – Anwendungen unter extremen Temperaturen 3 – Anwendungen mit Schlägen und Vibrationen (nach MIL-STD810F/Jan2000 Fig. 514.5C-10) 230 g – Betrieb in Öl und hohem Druck Anschlüsse A, Motor Kabel PTFE (AWG 19) rot Motorwicklung 1 schwarz Motorwicklung 2 weiss Motorwicklung 3 Anschlüsse A, Sensoren Kabel PTFE (AWG 24) grün VHall 4.5…24 V blau GND rot Hall-Sensor 1 schwarz Hall-Sensor 2 weiss Hall-Sensor 3 Anschlüsse B, Motor Kabel PTFE (AWG 19) rot Motorwicklung 1 schwarz Motorwicklung 2 weiss Motorwicklung 3 Öl-und Gasindustrie – Öl-, Gas- und geothermische Vorkommen maxon-Baukastensysten Referenzmedium: Shell Tellus Öl T15 maxon EC motor Ausgabe März 2011 / Änderungen vorbehalten A.2. Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT A.2. Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT Chris Bauer 90 SRT Resistor Technology Silikon-beschichtete Leistungswiderstände Typenbezeichnung: UT Baugrößen: UT-1, UT-2, UT-3, UT-5, UT-6, UT-7, UT-10 Merkmale: • • • • • • • Widerstandswerte von 0,005 bis 260kOhm Nennverlustleistung 0,1 bis 13Watt Auslieferungstoleranzen bis ± 0,01% niedriger Temperaturkoeffizient: ± 20ppm/K MIL-R-26 / MIL-R-39007 Leistungsangaben Temperatureinsatzbereich: -55°C bis +350°C („V”) Nicht-induktive Wicklung verfügbar Technische Daten: Wert Spezifikation Auslieferungstoleranzen Temperaturkoeffizient Temperatureinsatzbereich Isolationsfestigkeit Konstruktion ±0.01% bis ±10% ( 1% Standard ) >10Ω : ±20ppm/K 1Ω to10Ω : ±50ppm/K <1Ω : auf Anfrage Charakteristik U: -55°C to +250°C Charakteristik V: -55°C to +350°C 500 VAC : UT-1; UT-1/2A; UT-1/2; UT-1A 1000 VAC : alle anderen Keramisches Grundelement, verzinnte Kupferkontakte Hochtemperatur / trivalente / anorganische Silikonummantelung verschweißte Kontakte ∆R Environmental Performance (MIL-STD 202) Spannungsfestigkeit Langzeitstabilität Lagerung Feuchte Thermischer Schock 5X Überlast ( 5s ) Schock Vibration Charakteristik U ±0.2% + 0.05Ω ±1.0% + 0.05Ω ±0.2% + 0.05Ω ±0.2% + 0.05Ω ±0.2% + 0.05Ω ±0.2% + 0.05Ω ±0.1% + 0.05Ω ±0.1% + 0.05Ω Charakteristik V ±0.2% + 0.05Ω ±3.0% + 0.05Ω ±2.0% + 0.05Ω ±2.0% + 0.05Ω ±2.0% + 0.05Ω ±2.0% + 0.05Ω ±0.2% + 0.05Ω ±0.2% + 0.05Ω Bestellangaben: Typ – Wert – Toleranz – TK (falls nicht Standard) Beispiel: UT-5 10k ±1% Ausgabe 07-2008 SRT Resistor Technology GmbH Ostlandstr. 31 D-90556 Cadolzburg Germany Fon: Fax: E-mail: Internet: +49 (0)9103 / 7952-0 +49 (0)9103 / 5128 [email protected] www.srt-restech.de SRT Resistor Technology Silikon-beschichtete Leistungswiderstände Typenbezeichnung: UT Baugrößen: UT-1, UT-2, UT-3, UT-5, UT-6, UT-7, UT-10 Abmessungen und Werte: Type UT-1 UT-1/2A UT-1A UT-2 UT-2A UT-2B UT-2C UT-2E UT-3 UT-5 UT-5A UT-6 UT-7B UT-7C UT-10 Power Rating (Watt) Maximum Value “U” “V” Ohm 0.1 0.4 1.0 1.5 2.5 3.0 3.0 3.0 4.0 5.0 5.0 5.0 7.0 7.0 10.0 0.25 0.5 1.5 2.0 3.0 3.75 4.0 3.5 5.5 6.5 6.5 6.5 9.0 9.0 13.0 500 2.5k 10k 12.5k 22k 22k 40k 30k 45k 91k 65k 95k 100k 154k 260k Für nicht-induktive Wicklung: A [±1.6mm] 3.8 6.4 10.3 8.9 12.7 14.2 12.7 12.7 15.9 22.2 24.6 25.4 35.6 31.0 45.2 Dimensions (mm) B [±0.8mm] 2.0 2.0 2.4 4.0 4.7 4.7 6.4 5.1 6.4 7.9 5.2 7.9 7.9 7.9 9.5 Max. Working Voltage C [±0.05mm] 0.46 0.5 / 0.6 0.5 / 0.6 0.8 0.8 0.8 1.0 / 0.8 0.8 1.0 / 0.8 1.0 0.8 1.0 1.0 1.0 1.0 8.5 20 52 60 130 140 140 140 210 360 390 504 590 620 850 - max. Widerstandswert durch 2 dividieren - Buchstabe “N” in Bestellcode einfügen (z.B. UTN-5) Ausgabe 07-2008 Änderungen vorbehalten SRT Resistor Technology GmbH Ostlandstr. 31 D-90556 Cadolzburg Germany Fon: Fax: E-mail: Internet: +49 (0)9103 / 7952-0 +49 (0)9103 / 5128 [email protected] www.srt-restech.de