Entwicklung und Aufbau eines Closed-Loop-Spread

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Hochschule für Angewandte
Wissenschaften München
Fakultät für angewandte Naturwissenschaften und
Mechatronik
Bachelorarbeit
Entwicklung und Aufbau eines
Closed-Loop-Spread-Spectrum-KlasseD-Audioverstärker-Demonstrators
Betreuer:
Prof. Dr. Helmut Fischer
Erstprüfer:
Verfasser:
Andreas Hippelein
Zweitprüfer:
Prof. Dr. Otto Parzhuber
3. Januar 2015
Zusammenfassung
Der Klasse-D Verstärker stellt eine moderne technische Möglichkeit dar,um einen effizienten und qualitativ hochwertigen Audioverstärker zu realisieren. In dieser Arbeit werden
die Grundlagen seiner Funktionsweise vorgestellt und in einer für Studenten verständlichen
Schaltung umgesetzt. Hierzu wurde die Klasse-D Topologie in ihre einzelnen Funktionseinheiten zerlegt, ihr jeweiliges Anforderungsprofil ermittelt und es wurden die Schnittstellen
zwischen den Funktionsteilen bestimmt. Mit diesen Informationen war es dann durch den
Einsatz von Simulationssoftware möglich, ein Modell eines Klasse-D Verstärkers zu entwickeln, das im nächsten Schritt auf einer Leiterplatte umgesetzt wurde. Aufgetretene Probleme wurden behoben und der Verstärker umfangreich auf seine Eigenschaften untersucht.
Zum Schluss der Arbeit werden noch Ansätze dargelegt, wie der Aufbau weiter verbessert
werden kann.
University of Applied Sciences Munich
Department of Applied Sciences and Mechatronics
Bachelor’s Thesis
Development and Construction of a
Closed-Loop Spread-Spectrum Class-D
Audio Amplifier Demonstrator
Advisor:
Author:
First examiner:
Andreas Hippelein
Second examiner:
Prof. Dr. Otto Parzhuber
3. Januar 2015
Abstract
The class-D amplifier is a modern technical possibility to realize an efficient and highquality audio amplifier. In this bachelor’s thesis, the basics of its operation are presented
and implemented in a circuit understandable for students. Thus, the class D topology was
broken down into its individual functional units and then its requirements and the interfaces
between the functional parts were determined. With this information and through the use
of simulation software, it was then possible to develop a model of a class-D amplifier, which
was implemented on a circuit board in the following step. The problems encountered were
solved and the amplifier was extensively examined regarding its characteristics. Finally
future approaches are discussed, as to how the structure could be further improved.
Inhaltsverzeichnis
1 Motivation
3
2 Technische Grundlagen
2.1 Grundschaltungen für Audioverstärker
2.2 Modulation . . . . . . . . . . . . . . .
2.3 Schaltverstärker . . . . . . . . . . . . .
2.4 Signalrückgewinnung/Demodulation . .
2.5 Totzeit . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.6 Gatetreiber . . . . . . . . . . . . . . .
2.7 Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . .
2.8 Systemtheoretische Grundlagen . . . .
2.9 Total Harmonic Distortion . . . . . . .
2.10 Spread Spectrum Technik . . . . . . .
3 Schaltungsentwurf
3.1 Globale Anforderungen
3.2 Designentscheidungen .
3.3 Modulator . . . . . . .
3.4 Auswahl der Mosfets .
3.5 Tiefpass . . . . . . . .
3.6 Gatetreiber . . . . . .
3.7 Totzeit . . . . . . . . .
3.8 Dreieckgenerator . . .
3.9 Feedbackschleife . . . .
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4 Realisierung auf einer Leiterplatte
4.1 Globale Anforderungen . . . . . .
4.2 Designentscheidungen . . . . . . .
4.3 Platzierung der Schaltungsteile .
4.4 Modulator . . . . . . . . . . . . .
4.5 Gatetreiber . . . . . . . . . . . .
4.6 Totzeit . . . . . . . . . . . . . . .
4.7 H-Brücke . . . . . . . . . . . . .
4.8 Dreieckgenerator . . . . . . . . .
4.9 Feedbackschleife . . . . . . . . . .
4.10 Aufgetretene Probleme . . . . . .
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5 Test- und Messergebnisse
5.1 Modulator . . . . . . . . .
5.2 Dreieckgenerator . . . . .
5.3 H-Brücke . . . . . . . . .
5.4 Gatetreiber . . . . . . . .
5.5 Totzeit . . . . . . . . . . .
5.6 Feedbackschleife . . . . . .
5.7 Frequenzspreizung . . . .
5.8 Ausgangsleistung . . . . .
5.9 Wirkungsgrad . . . . . . .
5.10 Total Harmonic Distortion
5.11 Signal-to-Noise Ratio . . .
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6 Zusammenfassung und Fazit
49
7 Ausblick
51
8 Anhang
8.1 Abbildungsverzeichnis . . . . . . . . . . . . . .
8.2 Schaltpläne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.3 Boardlayout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.4 Maple Worksheet . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.5 Klirrfaktor Messwerte . . . . . . . . . . . . . . .
8.6 Literaturverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . .
8.7 Versuchsanleitung für das Praktikum Elektronik
8.8 Datenblätter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8.9 Selbstständigkeitserklärung . . . . . . . . . . . .
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53
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Motivation
In vielen technischen Anwendungsbereichen müssen Signale verstärkt werden, um den anwendungsspezifischen Zweck zu erreichen. Hierfür werden sogenannte Leistungsverstärker
eingesetzt. Diese Verstärker haben gleichzeitig diverse Anforderungen zu erfüllen. Sie sollen
das Originalsignal möglichst wenig verändern (z.B. Rauschen oder Nichtlinearitäten), einen
hohen Wirkungsgrad besitzen, wenig kosten, geringe elektromagnetische Störungen verursachen und über eine kleine Bauform bei einer gleichzeitig hohen Leistung verfügen. Vor allem
in mobilen Anwendungen sind der Wirkungsgrad und die Baugröße entscheidende Faktoren
für die Wahl der verwendeten Technologie. Auch in der Beschallungstechnik ist die geringe
Abwärme und die damit erreichbare Leistungsdichte von hoher Bedeutung. Ein Klasse-D
Verstärker ist eine technische Realisierung eines Leistungsverstärkers, der heutzutage die
meisten der oben genannten Anforderungen gleichzeitig in sich vereinen kann.
2
2.1
Technische Grundlagen
Grundschaltungen für Audioverstärker
Es gibt viele verschiedene Arten, einen Leistungsverstärker für Audioanwendungen zu realisieren. Im Folgenden werden die drei grundlegenden Möglichkeiten mit ihren Vor- und
Nachteilen vorgestellt. Weitere Varianten sind meistens Mischungen aus diesen drei Grundtypen.
+Vcc
Klasse-A Verstärker Der Klasse-A Verstärker ist im Prinzip ein Bipolartransistor in Emitterschaltung. Der Transistor
wird im linearen Bereich seiner Kennlinie betrieben, und so
zeichnet sich dieser Verstärker durch eine sehr hohe Linearität aus. Ungünstigerweise liegt der theoretisch erreichbare Ue
Wirkungsgrad bei maximalen 6,25%, und die aufgenommene
Leistung ist unabhängig von der abgegebenen Leistung an der
Re
Rv
Ua
Last konstant. Zusätzlich wird der maximale Strom durch den
Emitterwiderstand Re , und damit die maximale Ausgangsleis-Vcc
tung, erheblich begrenzt [11].
Abbildung 1: Klasse-A
Klasse-B Verstärker Wenn man nun den Emitterwiderstand des Klasse-A Verstärkers
durch einen pnp-Transistor ersetzt, erhält man den komplementären Emitterfolger. Dadurch sind wesentlich höhere Ausgangsleistungen und deutlich bessere Wirkungsgrade zu
erreichen. Nachteile dieser Schaltung in Abbildung 2 sind die Übernahmeverzerrungen, die
entstehen, wenn die Eingangsspannung den Bereich zwischen +0.7V und −0.7V passiert,
in dem beide Transistoren sperren.
3
+VCC
+Vcc
T1
U1
R1
U2
R2
UE
Ue
Rv
UA
Ua
T2
-Vcc
-VCC
Abbildung 2: Klasse-B
Abbildung 3: Klasse-AB
Klasse-AB Verstärker Mit dem Gegentakt AB-Betrieb wird nun versucht, die Übernahmeverzerrungen des B-Betriebs zu verringern. Hierzu wird durch eine zusätzliche Beschaltung eine Vorspannung der Transistoren erreicht. Durch diese Vorspannung fließt immer ein kleiner Ruhestrom durch die Transistoren. Der nichtlineare Bereich der Kennlinie
wird signifikant reduziert und es kann eine sehr hohe Verstärkerqualität erreicht werden.
Ein Problem hierbei ist die Abstimmung der Komponenten. Beide Transistoren müssen eine möglichst gleichförmige Stromverstärkung aufweisen. Zusätzlich ergeben sich Probleme
durch eine temperaturbedingte Erhöhung des Ruhestroms, der zu einer weiteren Erwärmung und letztlich zu einer Zerstörung der Transistoren führen würde. Diese Schaltung
hat sich aufgrund ihrer guten linearen Eigenschaften und ihrem relativ einfachen Aufbau
im Audiobereich durchgesetzt. Sie besitzt einen maximalen Wirkungsgrad von 78,5% bei
Vollaussteuerung [11].
Klasse-D-Verstärker Die Klasse-D arbeitet nach einem grundlegend anderen Prinzip.
Im Gegensatz zum Klasse-A/AB Verstärker, arbeiten die Transistoren im Ausgangspfad des
Verstärkers nicht im linearen Bereich ihrer Kennlinie, sondern nur zwischen dem gesperrten
Betrieb und in Sättigung. Hierfür sind Mosfets besonders gut geeignet, da sie sehr schnell
schalten und im leitenden Zustand nur einen sehr geringen Widerstand Rdson besitzen.
Dieser liegt gewöhnlich im Bereich einiger mOhm.
Somit kann ein Klasse-D Verstärker theoretisch einen Wirkungsgrad von 100%, praktisch
zwischen 90% und 95%, erreichen. Deshalb hat sich der Klasse-D Verstärker vor allem im
mobilen Bereich durchgesetzt, der auf eine Versorgung durch Batterien oder Akkumulatoren
angewiesen ist. Durch den hohen Wirkungsgrad besitzt der Klasse-D Verstärker gegenüber
den anderen Verstärkerklassen eine geringere Abwärme bei gleicher Leistung. Dies reduziert
signifikant die nötigen Kühlmaßnamen, durch die wiederum wesentlich kompaktere Verstär-
4
ker gebaut werden können. Die geringere Baugröße ist ein Vorteil im PA-Bereich (Public
Address z.B. bei Konzertbeschallung). Hier sind Verstärkerracks mit Leistungen oberhalb
von zehn Kilowatt nur mit der Klasse-D sinnvoll realisierbar.
Modulation
Signalrückgewinnung
Komparator
Schaltverstärker
Tiefpass
Abbildung 4: Prinzip eines Klasse-D Verstärkers
Vereinfachtes Modell der Klasse-D
Das Grundprinzip des Klasse-D Verstärkers ist die Verstärkung eines digitalen, also eines zustandsdiskreten, Signals. Wie in Abbildung 4 dargestellt, kann man den Klasse-D
Verstärker in die drei folgenden Funktionsblöcke einteilen: Modulation, Schaltverstärker,
Signalrückgewinnung.
2.2
Modulation
Eine Modulation stellt im Prinzip die Anpassung eines Nutzsignals an einen Übertragungskanal dar. Im Fall der Mosfet H-Brücke handelt es sich um einen zustandsdiskreten, zeitkontinuierlichen Übertragungskanal. Daher muss das Audiosignal in eine zustandsdiskrete
Form gebracht werden, in diesem Fall mit zwei Zuständen (High und Low). Wie in Abbildung 5 dargestellt, wird das Nutzsignal, in diesem Fall eine sinusförmige Spannung, mit
einem Dreieck- oder Sägezahnsignal verglichen. Sobald die Amplitude des Dreiecksignals
die des Sinus übersteigt, schaltet die Vergleichsschaltung den Ausgang auf Low, sobald die
Dreieckamplitude die des Sinus wieder unterschreitet, schaltet sie auf High. Hieraus ist ersichtlich, dass der Tastgrad, also das Verhältnis zwischen Rechteckpuls und -abstand, durch
die Höhe der Amplitude des Nutzsignals verändert (moduliert) wird. Das ursprüngliche Signal ist nun, vereinfacht gesagt, die Fläche unterhalb des Rechtecksignals (bei der gleichen
5
Abbildung 5: Modulationsschema mit Dreieck
Amplitude). Die Modulation bringt allerdings Fehler (Verzerrungen) in das ursprüngliche
Signal ein, wie zum Beispiel das Quantisierungsrauschen sowie die nicht-harmonischen Verzerrungen, die durch Intermodulationen des Modulationssignals mit dem Nutzsignal entstehen.
2.3
Schaltverstärker
Da das Signal nach dem Modulator in einer zustandsdiskreten Form vorliegt, können die
Amplitude und die Strombelastbarkeit des Signals mittels eines Schaltverstärkers angehoben werden. Der Schaltverstärker kann als Halb- oder Vollbrücke mit Transistoren, in
diesem Fall mit n-Kanal Mosfets, realisiert werden. Beide Varianten bringen individuelle
Vor- und Nachteile mit sich, die im Folgenden erläutert werden.
Halbbrücke Die Halbbrückenschaltung in Abbildung 6a ist die einfachste Variante
der Leistungsstufe eines Klasse-D Verstärkers. Sie lässt sich mit wenigen Bauteilen (nur
zwei Mosfets und ein Gatetreiber) und deshalb mit geringen Kosten realisieren. Allerdings
hat dies zur Folge, dass eine negative Spannungsversorgung zur Verfügung stehen muss.
Außerdem ist eine Rückkopplungsschaltung zur Korrektur einer Gleichstromabweichung
zwingend erforderlich [2].
H-Brücke Die H- oder auch Vollbrücke genannte Anordnung in Abbildung 6b, hat
den Vorteil, dass keine negative Versorgungsspannung zur Verfügung gestellt werden muss.
Dies wird erreicht, indem der Brückenzweig, also die Verbindungsstelle zwischen den beiden
Halbbrücken, alternierend angesteuert wird, was bedeutet, dass immer abwechselnd entweder Q1 und Q4 oder Q2 und Q3 leiten. Dies hat zwar den Nachteil, dass doppelt so viele
Bauteile wie in der Halbbrücke eingesetzt werden müssen, aber es ergibt sich ein deutlicher
Vorteil in der Linearität sowie eine nichtexistente Gleichstromabweichung und die Möglichkeit eine Drei-Zustands-PWM einzusetzen [2].
6
Aus den Grafiken 6a und 6b wird deutlich, dass Schwankungen der Spannungsversorgung
direkt auf den Ausgangszweig übertragen werden. Daher ist entweder eine extrem gute
Spannungsversorgung (z.B. im Batteriebetrieb) oder eine weitere Beschaltung zur Erhöhung der PSRR (Power Supply Rejection Ratio) notwendig.
+VCC
+VCC
Q1
Q2
Q3
Q4
H
L
-VCC
(a) Halbbrücke
(b) H-Brücke
Abbildung 6: Brückenschaltungen
2.4
Signalrückgewinnung/Demodulation
Wie im Abschnitt 2.2 bereits erwähnt, ist das ursprüngliche Signal die Fläche unterhalb
des pulsweitenmodulierten Signals. Somit ist es mithilfe eines Integrators möglich, das ursprüngliche Signal wieder zurückzugewinnen. Es gibt unterschiedliche Möglichkeiten, einen
solchen Integrator zu realisieren. In diesem Fall, mit besonderem Fokus auf die Verlustleistung, kann nur ein fast verlustfreier LC-Tiefpass, der aus einem Kondensator und einer
Spule mit möglichst geringem äquivalenten Serienwiderstand besteht, eingesetzt werden.
Im Fall der H-Brücke muss für jede Seite ein separater Filter verwendet werden. Da ein
Lautsprecher ein mechanisch träges Bauteil ist, hat er auch die Eigenschaft, höherfrequente
Signalanteile stärker zu dämpfen als niederfrequente.
Vollständiges Modell
Da das vereinfachte Modell noch nicht alle nötigen Eigenschaften für einen realen Aufbau
enthält, wird es nun um drei Funktionsblöcke erweitert (Abb. 7). Hierbei handelt es sich
um die Totzeiterzeugung und die Gatetreiber, die nötig sind, um die Mosfets gemäß ihrer
Spezifikationen anzusteuern sowie um die Feedbackschleife, die die Linearität und die PSRR
der Schaltung verbessert und zusätzlich eine Möglichkeit darstellt, die Ausgangsleistung
verlustfrei zu kontrollieren.
7
Levelshift/
High-SideTreiber
Tiefpass
Tiefpass
Levelshift/
High-SideTreiber
Low-SideTeiber
Totzeit
Low-SideTreiber
Totzeit
Komparator
Feedback
Fehlerverstärker
Abbildung 7: Detaillierte Darstellung des Klasse-D Verstärkers
8
2.5
Totzeit
In einer H-Brücke dürfen die jeweils in Reihe geschalteten Transistoren (Q1 und Q3 sowie Q2 und Q4 , siehe Abbildung 6b) niemals gleichzeitig leiten (Ugs High), da sonst die
Versorgungsspannung Vcc und die Masse kurzgeschlossen werden würden. Da die Mosfets
im leitenden Zustand einen sehr geringen Innenwiderstand besitzen, hätte dies einen sehr
großen Strom zur Folge. Dieser große Strom könnte den von dem Mosfet maximal ertragbaren Strom übersteigen und damit zu dessen Zerstörung führen. Auch andere Schaltungsteile
könnten beschädigt werden. Wie in Abbildung 7 zu sehen ist, werden die Highside und die
Lowside Mosfet-Gatetreiber mit dem jeweils invertierten Signal angesteuert. Durch diese
Ansteuerung befinden sich die beiden übereinanderliegenden Mosfets immer im jeweils anderen Zustand, man könnte daher annehmen, dass dies den Kurzschluss verhindern würde.
Da Mosfets aber, im Gegensatz zu Bipolartransistoren, im Übergangsbereich des Schaltmoments leiten, reicht es nicht, sie nur invertiert zu betreiben.
Mosfets leiten, bis die Threshholdspannung Ugs (typischerweise 3V) unterschritten ist.
Gleichzeitig hätte aber der “anschaltende” Mosfet die Threshholdspannung bereits überschritten, was zu den oben genannten Konsequenzen führen würde. Um dieses Problem zu
umgehen, muss die Ansteuerung der Mosfets mit einer Totzeit wie in Abbildung 8 versehen werden. Diese Totzeit verzögert das Einschalten bzw. zieht das Ausschalten des komplementären Mosfets vor. Durch diese Art der Signalformung kann sichergestellt werden,
dass einer der Mosfets sperrt, bevor der Andere leitet. Die Totzeit führt zwangsläufig zu
Highside Totzeit
High
UGS Highside
Low
High
UGS Lowside
Low
Lowside Totzeit
Keine Überlappung
Abbildung 8: Signalverlauf UGS mit Totzeit
Übernahmeverzerrungen und ist somit eine der Hauptursachen für nicht-harmonische Verzerrungen im Ausgangssignal. Je geringer die Totzeit der Schaltung wird, desto höher wird
die Wahrscheinlichkeit eines Kurzschlusses (Shoot-Through), aber desto geringer werden
die Übernahmeverzerrungen. Es gilt daher, an dieser Stelle zwischen dem sicheren Betrieb
9
und der Qualität der Verstärkung des Systems abzuwägen. Hierbei muss auch die Veränderlichkeit von Bauteilparametern (vor allem durch Temperaturveränderungen) über den
gesamten Betriebsbereich der Schaltung berücksichtigt werden.
2.6
Gatetreiber
Die Ansteuerung eines Mosfets erfolgt über die Gate-Source Spannung UGS . Das Gate
eines Mosfets kann, vereinfacht gesagt, als Kondensator mit sehr geringer Kapazität (Cg
typ. 2nF [2]) und einem Ladewiderstand Rg aufgefasst werden. Nun sollte das Gate, um den
verlustbehafteten Bereich der Kennlinie zwischen Sperren und Sättigung gering zu halten, so
schnell wie möglich umgeladen werden. Damit der Mosfet seinen geringsten Innenwiderstand
Rdson erreicht, ist es zusätzlich notwendig, dass die Gatespannung mindestens 10V über der
Sourcespannung liegt. Um diese Anforderungen zu erfüllen, werden spezielle Schaltungen,
die sogenannten Gatetreiber, eingesetzt.
Lowside Der Lowside Gatetreiber hat die Aufgabe, einen möglichst großen Strom zum
Laden des Gates zur Verfügung zu stellen. Dies lässt sich mit einzelnen Bipolartransistoren, Bipolargegentaktstufen oder auch mit parallel geschalteten Logikbausteinen realisieren.
Letztere werden aber nur in integrierten Gatetreibern eingesetzt. Beim Lowsidetreiber ist
es ausreichend, die Versorgungsspannung der H-Brücke mit dem Gate zu verbinden, um die
Bedingung Ugs > 10V zu erreichen.
Highside Der Highsidetreiber hat, neben der Bereitstellung eines möglichst großen elektrischen Stroms, auch noch die Aufgabe, die nötige Spannung zur Versorgung der Gates zur
Verfügung zu stellen. Hier ist der Sourceanschluss, im Gegensatz zum Lowside-Mosfet, nicht
mit der Masse verbunden. Das Sourcepotential befindet sich im Betrieb auf der Höhe der
Versorgungsspannung. Da die maximal von der Spannungsversorgung verfügbare Spannung
die Versorgungsspannung ist, muss also eine zusätzliche Schaltung implementiert werden,
um die Bedingung Ugs > 10V zu erfüllen. Hierzu wird eine sogenannte Bootstrap-Schaltung
verwendet. Des Weiteren gibt es die Möglichkeit, einen DC-DC-Wandler oder eine Ladungspumpe (Step-Up-Converter) einzusetzen, die als integrierte Bauelemente erhältlich sind.
Diese hätten den Vorteil, dass der Mosfet auch dauerhaft eingeschaltet bleiben könnte. Integrierte Bauteile sind aber aufgrund des Demonstrationscharakters für den Aufbau nicht
erwünscht.
Bootstrapping Die Bootstrap-Schaltung nutzt den Effekt, dass auf eine Potenzialänderung auf der einen Seite eines geladenen Kondensators eine Potenzialänderung auf der
anderen Seite folgt [1].
Der Knoten K in Abbildung 9 ist mit dem Sourceanschluss des Highside-Mosfets und
mit dem Drainanschluss des Lowside-Mosfets verbunden. Um also die Bedingung Ugs > 10V
10
30V
15V
+VCC
Q1
Q1 "an"
Q2 "aus"
HighsideGatetreiber
UC=15V
+VCC
K 15V
0V
Q1 "aus"
Q2 "an"
Q2
LowsideGatetreiber
Abbildung 9: High- und Lowside-Gatetreiber mit Bootstrap
für den Highside-Mosfet zu erfüllen, muss das Gatepotenzial um 10V größer sein als das Potenzial des Knotens K. Solange der Lowside Mosfet leitet, wird das Potenzial des Knotens
K mit der Masse verbunden und befindet sich somit bei 0V . Nun wird der Kondensator C
über die Bootstrap-Diode durch Vcc auf 15V geladen. Wenn jetzt der Lowside Mosfet sperrt
und das Gate des Highside-Mosfets mit Vcc verbunden wird, steigt das Potenzial im Knoten
K auf 15V . Durch den auf 15V geladenen Kondensator ergibt sich eine direkte Potenzialänderung vor der Bootstrap-Diode auf 15V + 15V = 30V . Die Bootstrap-Diode verhindert
einen Stromfluss zu dem nun niedriger liegenden Potenzial Vcc . Nun kann der Gatetreiber
die um 15V über dem Sourcepotenzial liegende Spannung mit dem Gate verbinden und der
Mosfet seinen geringsten Innenwiderstand erreichen. Bedingt durch Leckströme im Gate
entlädt sich der Bootstrapkondensator. Daher muss die Zeit, die der Highside-Mosfet leitet,
gegenüber dem Spannungsabfall, der durch die Leckströme entsteht, klein sein. Zusätzlich
muss genug Zeit zur Verfügung stehen, um den Kondensator nachzuladen. Die benötigte
Speicherkapazität des Kondensators berechnet sich einerseits aus der Zeit, während der der
Mosfet leitet und andererseits aus dem akzeptablen Spannungsabfall des Kondensators.
CBootstrap =
Qgesamt
∆Uakzeptabel
(1)
Die benötigte Ladungsmenge lässt sich mit einem Sicherheitsaufschlag für die Leckströme
aus dem Datenblatt des Mosfets ermitteln. Für die meisten Anwendungen ist ein Spannungsabfall am Kondensator um 1V tolerabel.
Treiberleistung und Strom Da es sich beim Treiben des Gates sozusagen um das Laden
und um das Entladen eines Kondensators handelt, lässt sich die benötigte Leistung für
die Lowside- sowie die Highsidetreiber leicht aus der Schaltfrequenz fschalt , der benötigten
11
Gateladung Qgate und der benötigten Spannungsänderung Ugs berechnen.
Ptreiber = fschalt · Qgate · Ugs
(2)
Der benötigte Strom lässt sich analog aus der gewünschten Einschaltzeit berechnen:
Itreiber =
2.7
Qgate
tan
(3)
Feedbackschleife
Wie in Abschnitt 2.3 bereits beschrieben, kommt es bei einer direkten Verbindung der HBrücke mit ihrer Spannungsversorgung zu dem Problem, dass Schwankungen in der Spannungsversorgung unmittelbar auf das Ausgangssignal des Verstärkers wirken. Dieser rückwirkungsfreie Signalweg ist das Merkmal des Open-Loop-Verstärkers. Um das Problem der
Empfindlichkeit gegenüber Schwankungen der Versorgungsspannung (PSRR) anzugehen,
wird die Schaltung um ein rückwirkendes System, in diesem Fall eine Regelschleife, erweitert. Dies ist dann das Prinzip des Closed-Loop-Klasse-D Verstärkers. Bei einem Verstärker
mit Halbbrücke ist sie zwingend erforderlich [2]. Bei einer Vollbrückenschaltung ist sie nicht
notwendig, wenn eine sehr gute Spannungsversorgung vorliegt (z.B. bei akkubetriebenen
Verstärkern). Die Feedbackschleife wird durch das Subtrahieren des abgeschwächten Ausgangssignals von dem Eingangssignal realisiert. Hierbei muss ein besonderes Augenmerk
auf die Stabilität der Schaltung gelegt werden.
2.8
Systemtheoretische Grundlagen
Open-Loop Verstärker als LZI-System Unter systemtheoretischer Betrachtung ist die
Eingangsspannung USoll des Systems die Steuergröße, die das Ausgangssignal UOut direkt
steuert. Das ist das Kennzeichen des Open-Loop-Verstärkers (offener Wirkungsweg, Abb.
10). Hierbei wirken alle vor oder nach dem verstärkenden System eingebrachten Störun-
USoll
System
UOut
Abbildung 10: LZI-Modell des Systems
gen direkt auf das Ausgangssignal Uout . Im Fall von den vor dem Verstärker eingebrachten
Störungen, wirken sie sogar um den Verstärkungsfaktor vergrößert (Abb. 11). Durch eine geschickte Konstruktion können die eingebrachten Störungen reduziert werden. Dies ist aber,
je nach Anforderung extrem aufwendig und meist sind nicht alle Störungen vorherzusehen. Praktikabler ist es, durch einen Regler das Ausgangssignal und seine Differenzen vom
Sollwert zu erfassen und dieses Ergebnis vom Eingangssignal zu subtrahieren (Abb. 12).
12
UNoise
USoll
Uout
System
Abbildung 11: System mit Störungen
Somit würde die Sollwertdifferenz entfernt werden und es würden sogar unvorhergesehene
Störungen des Signals beseitigt werden.
Closed-Loop Verstärker als LZI-System Laut der Definition nach DIN 19226 ist:
Das Regeln, die Regelung, ein Vorgang, bei dem eine Größe, die zu regelnde
Größe (Regelgröße), fortlaufend erfasst wird, und mit einer anderen Größe, der
Führungsgröße, verglichen, und abhängig von dem Ergebnis dieses Vergleichs
im Sinne einer Angleichung an die Führungsgröße beeinflusst wird. Kennzeichen
für das Regeln ist der geschlossene Wirkungsablauf, bei dem die Regelgröße im
Wirkungsweg des Regelkreises sich fortlaufend selbst beeinflusst [12].
Dies ist das Prinzip des Closed-Loop-Verstärkers.
UNoise
USoll
Regler
System
Uout
Messung
Abbildung 12: Geschlossener Wirkungskreislauf
Stabilitätskriterium Diese Rückkopplung des Ausgangssignals auf den Eingang hat
nicht nur Vorteile. Bei einer falschen Dimensionierung der Rückkopplung kann das System
instabil werden und zu Eigenschwingungen neigen. Zur einfachen Veranschaulichung wird
nicht die Ortskurve des Frequenzgangs zur Visualisierung der Stabilität genutzt, sondern
es wird auf ein Bodediagramm mit Amplituden- und Phasengang zurückgegriffen. Daraus
ergibt sich die Stabilität des Systems aus dem Stabilitätskriterium von Nyquist [12]. Laut
diesem ist ein geschlossener Regelkreis stabil, sobald im Bodeplot des offenen Regelkreises die Phasenverschiebung bei einer Kreisverstärkung von K = 1 größer als −180◦ ist.
Der Abstand oberhalb der −180◦ -Linie wird als Phasenreserve bezeichnet und sollte zwischen 50◦ ± 10◦ liegen. Dies lässt sich aus der charakteristischen Gleichung der Regelstrecke
ermitteln.
13
2.9
Total Harmonic Distortion
Die Total Harmonic Distortion (THD) ist definiert:
Als das Verhältnis der summierten Leistungen aller Oberschwingungen eines
Signals zur Leistung der Grundschwingung [13].
Im Audiobereich wird meist das Verhältnis der Amplituden des Effektivwerts der Spannung der jeweiligen Harmonischen Un verwendet. Üblicherweise werden die ersten fünf Harmonischen der Grundfrequenz zur Ermittlung der THD verwendet. Die THD hat große
Ähnlichkeit mit dem Klirrfaktor.
T HD%audio
2.10
p
U2 2 + U3 2 + U4 2 + ... + Un 2
=
U1
(4)
Spread Spectrum Technik
Die Spread Spectrum Technik hat zwei grundsätzliche Einsatzgebiete: Einerseits in der Militärtechnik, um Störbarkeit und Abhörbarkeit von Signalen zu verringern, andererseits in
der Technik im Allgemeinen, um die Anforderungen der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) mit geringerem Aufwand einhalten zu können [3]. Bei digitalen Signalen wird
das sogenannte Spread Spectrum Clocking (SSC) eingesetzt. Hierbei wird der Takt, mit
der die Schaltung arbeitet (im Fall eines Klasse-D-Verstärkers die Modulationsfrequenz),
laufend über einen gewissen Frequenzbereich verändert. Die abgestrahlte Energiemenge der
Abbildung 13: Spektrum mit und ohne Frequenzspreizung
Schaltung ist im frequenzgespreizten und nicht-frequenzgespreizten Betrieb identisch, wird
aber bei einer Spreizung von 200 bis 220kHz über einen Frequenzbereich von 20kHz verteilt. Dieses Prinzip ist in Abbildung 13 [4] dargestellt. Damit reduziert sich die spektrale
Leistungsdichte, und die Vorschriften der EMV können leichter eingehalten werden, da sich
diese immer auf die abgestrahlte Leistung der jeweiligen Frequenz bezieht.
14
Bei einem nicht-frequenzgespreizten Klasse-D Verstärker ist ein Ausgangsfilter notwendig, da sonst die Modulationsfrequenz mit hoher Leistung über die Lautsprecherkabel, die
wie Antennen wirken, abgestrahlt werden würde. Dieser Ausgangsfilter besteht normalerweise aus Spulen und Kondensatoren. Vor allem die Spulen mit der benötigten Induktivität
besitzen eine relativ große Bauform. Zusätzlich haben die Spulen und Kondensatoren nichtlineare Eigenschaften, welche sich negativ auf die Qualität des Ausgangssignals auswirken
können. Hier lassen sich durch die Spread-Spectrum-Technik Kosten und Baugröße reduzieren und die Audioperformance weiter erhöhen.
15
3
Schaltungsentwurf
3.1
Globale Anforderungen
Da der Verstärker zur Demonstration einer H-Brückenschaltung für die Drittsemester des
Studiengangs Mechatronik der Hochschule für angewandte Wissenschaften München eingesetzt werden soll, ergeben sich folgende Unterschiede im Anforderungsprofil des Klasse-D
Verstärkers.
• Diskreter Aufbau: Die Schaltung sollte von einem Drittsemester vollständig verstanden werden können
• Keine integrierten Lösungen für Funktionsmodule wie z.B. die Modulation oder Gatetreiber
• Realisierung des Schaltverstärkers mit einer Mosfet H-Brücke
• Ein Klirrfaktor, der unterhalb der Wahrnehmungsschwelle (1% THD) eines ungeschulten Gehörs liegt
• Spannungsversorgung mit Labornetzteilen
• 8-Ohm lastfähig
• Realisierung auf einer Leiterplatte
• Einbau von Messpunkten
Aus diesen Anforderungen ergeben sich Einschränkungen bezüglich der erreichbaren Qualität des Ausgangssignals.
3.2
Designentscheidungen
Während des Entwurfs mussten einige Parameter der Schaltung subjektiv festgelegt werden.
Die maximal vorkommenden Spannungen dürfen die Sicherheitskleinspannung(<25V AC)
nicht überschreiten, da Studenten mit der Schaltung in Kontakt kommen könnten und dies
einen Stromschlag zur Folge haben könnte. Dies ist für die Dimensionierung der Bauteile
extrem wichtig. Daher ergeben sich folgende Parameter:
• Versorgung Logikteil: ±5V
• Versorgung Leistungsteil: +15V
• Schaltfrequenz: > 100kHz
16
LTSpice Im Entwurfsstadium wurde extensiv das Simulationsprogramm LTSpice eingesetzt. Ohne den Einsatz von Simulationssoftware wäre das Entwickeln der Schaltung nicht
möglich gewesen. Hierbei ist klar geworden, dass manche Modelle, wie die der Bipolartransistoren, nicht vollständig sind, und somit nicht alle Effekte wie z.B. das Verhalten
der Transistoren in Sättigung dargestellt werden können. Trotzdem ist prinzipiell der gesamte Verstärker in Spice aufgebaut und simuliert worden und verhält sich in der Realität
tatsächlich näherungsweise wie die Simulation.
3.3
Modulator
Der Modulator ist eine verhältnismäßig einfache Schaltung. Wie in Abschnitt 2.2 bereits
erklärt, muss das Audiosignal mit einem Dreieck mittels eines Komparators verglichen werden, um das pulsweitenmodulierte Signal zu erhalten. Dies führt in der Realisierung zu
folgenden Anforderungen.
Lokale Anforderungen:
• Versorgung: ±5V
• Möglichst steile Flanken
• Ausgangsspannung zwischen M asse und 5V
• Invertierender und nicht-invertierender Ausgang
Zu diesem Zweck wird nun der Ultrafast ground-sensing Comparator LT1712 von Linear
Technologies eingesetzt. Dieser kann alle genannten Anforderungen in einer Einheit realisieren.
+5V
UDreieck
10k
UPWM invertiert
G
UNutzsignal
LT1712 UPWM
10k
-5V
Abbildung 14: Aufbau des Modulators
17
Simulation Im Rahmen der Simulation wurde ein Modell (Abb. 15) erstellt und die Eingänge wurden mit Testsignalen bespielt. In den Ausgangssignalen in Abbildung 16 kann
man sehr gut die Veränderung der Pulsbreiten über den relativen Amplituden der Eingangssignale erkennen.
Abbildung 15: Simulationsmodell des Modulators
Abbildung 16: Ergebnisse des Simulationsmodells des Modulators
3.4
Auswahl der Mosfets
Für eine gute Funktion der Schaltung ist die richtige Auswahl der Mosfets essenziell, da sowohl der Klirrfaktor als auch der Wirkungsgrad von der erreichbaren Schaltgeschwindigkeit
abhängig ist.
• geringe Schaltzeit: ⇒ hohe
dv
dt
und geringe Qgate sowie geringer Rgate
• Spannungsfestigkeit: > 20V
• Maximalstrom: > 10A
• geringer Widerstand Rdson
Bei der Suche nach passenden Mosfets eignen sich die speziell für Audioanwendungen entwickelten Mosfets von International Rectifier. Die IRFB5615 erfüllen die für den Demonstrator
18
vorgesehenen Anforderungen am besten. Ursprünglich wurden die IRF6645 in Betracht gezogen, da hier Gateladung und Rdson noch geringer sind. Da sieaber in einem DirectFet
Gehäuse untergebracht sind und die Kontakte verdeckt auf der Unterseite liegen, sind diese
nicht mehr von Hand zu löten. Somit werden die IRFB5615 im TO-220 Gehäuse, die einfacher zu verarbeiten sind, verwendet. Die genauen Bauteildaten befinden sich im Datenblatt
im Anhang Abschnitt 8.8.
Simulation In der Simulation (Abb. 17) wurde das Schaltverhalten des Mosfets im Zusammenhang mit den Gatetreibern untersucht. Den Simulationsergebnissen nach (Abb. 18)
sollten sie gut für die angestrebten Ziele einzusetzen sein. Es wird eine hohe Signalflanke
erreicht, sodass ein hoher Wirkungsgrad der Schaltung erreicht werden sollte.
Abbildung 17: Simulationsmodell des Mosfets
Abbildung 18: Ergebnisse des Simulationsmodells des Mosfets
3.5
Tiefpass
Der Lautsprecher stellt durch seine mechanische Trägheit bereits einen Tiefpass dar, der für
die Rekonstruktion des ursprünglichen Signals ausreichend wäre. Durch ihre Antennenwirkung ist aber die elektromagnetische Strahlung der Lautsprecherkabel aufgrund der Vorschriften zur Elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) problematisch. Nun gilt es, diese
Vorschriften einzuhalten. Diese besagen, dass ein System in einer elektromagnetischen Umwelt zufriedenstellend funktionieren soll, ohne dabei selbst elektromagnetische Störungen
19
in dieser Umwelt zu verursachen. Da also das Modulationssignal mit hoher Leistung abgestrahlt werden würde, muss es entfernt werden, bevor es die Lautsprecherleitung erreicht.
Um dies zu erreichen, ist ein Tiefpassfilter vor den Lautsprecherklemmen notwendig.
• Verlustarmer Filter: → LC-Tiefpass
• Spule und Kondensator mit möglichst geringem äquivalenten Serienwiderstand (ESR)
• Grenzfrequenz oberhalb des Nutzsignals und unterhalb des Modulationssignals
Da der Lautsprecher selbst nicht direkt mit der Masse verbunden ist, muss der Tiefpass
für jede Seite des Lautsprechers ausgeführt werden (Abb. 19). Die Grenzfrequenz des Tief-
UQ2Source
UQ1Source
22uH
22uH
470n
470n
UQ3Drain
UQ4Drain
Abbildung 19: Tiefpass vor dem Lautsprecher
passes wurde auf 50kHz festgelegt. So ist sichergestellt, dass der Tiefpass keinen Einfluss
auf das Audiosignal nimmt, aber trotzdem noch ausreichend Abstand zur Modulationsfrequenz vorhanden ist. Außerdem sollte die Impedanz Z des Tiefpasses der Impedanz des
Lautsprechers entsprechen, um Reflexionen auf der Leitung zu vermeiden. So ergibt sich
die Grenzfrequenz [11]:
1
√
fg =
(5)
2·π· L·C
mit Z = 8Ω ergibt sich
8Ω
Z
=
= 25.5µH
2 · π · fg
2 · π · 50000Hz
(6)
1
1
=
= 402nF
2 · π · Z · fg
2 · π · 8Ω · 50000Hz
(7)
L=
und
C=
Dadurch, dass nur fixe Bauteilwerte verfügbar sind, wurden Spulen mit 22µH und Kondensatoren mit 470nF eingesetzt. So ergibt sich:
fg =
2·π·
√
1
= 49495Hz ≈ 50kHz
22µH · 470nF
20
3.6
Gatetreiber
Da die Gatetreiber einen besonderen Einfluss auf die Gesamtqualität des Verstärkers haben,
wurde viel Sorgfalt in ihren Entwurf gelegt. Zur Inspiration für den Entwurf wurden die in
[8] vorgestellten Treiberschaltungen verwendet.
• Schaltfrequenz: > 100kHz
• tSchalt : ≈ 100ns
• Versorgung: 15V
• Ugs :≥ 10V
• Ansteuerung mit Logikpegel: 5V
Da die Anforderungen an die Leistungs- sowie die Stromtragfähigkeit bei High- und Lowsidetreibers identisch sind, lassen sie sich mittels der Formeln (2) und (3) aus Abschnitt 2.6
berechnen. Die benötigte Ladungsmenge erhält man aus dem Datenblatt des Mosfets. Für
die Berechnung der Werte wurden bereits die Bauteildaten der IRFB5615 verwendet.
Ptreiber = fschalt · Qgate · Ugs
Ptreiber = 100kHz · 26nC · 10V
Ptreiber = 0.026W
Itreiber =
Qgate
tan
26nC
100ns
= 0, 26A
Itreiber =
Itreiber
Die Low- und die Highside Treiberschaltungen sind prinzipiell identisch, allerdings wurde
die Highsideschaltung um das Bootstrapping erweitert, damit die Anforderung Ugs ≥ 10V
erfüllt werden kann, da der Sourceanschluss des Highside-Mosfets nicht mit der Masse
verbunden ist.
Lowside Die Gatetreiber sind als Bipolar-Gegentaktstufe realisiert. Auf der ersten Stufe
wird der npn-Bipolartransistor BC817-40 mit einem vom Operationsverstärker kommenden
Logiklevelsignal von 5V angesteuert. Dies ist nötig, um die zweite Stufe, ein PMD3001D,
mit der nötigen Basisspannung zu versorgen. Dieser besteht aus einem NPN- und einem
21
PNP-Transistor in Gegentaktschaltung, die jeweils einen Dauerstrom von 1A und einen
Impulsstrom von 2A aushalten können. Der 1 Ohm Widerstand zum Gate dient der Verringerung von Ringing auf der Gateleitung.
+15V
BAS40
330
PMD3001D NPN
BAS40
1
UGate
330
UPWM mit Totzeit
PMD3001D PNP
BC 817-40
BAS40
Abbildung 20: Aufbau des Lowsidetreibers
Simulation Im Simulator konnten viele mögliche Varianten des Treibers (Abb. 21) getestet werden. In Abbildung 22 kann man das Verhalten der Treiber erkennen, vor allem die
invertierende Wirkung der Schaltung, die bei der Wahl der Totzeit wichtig ist. Es sollte in
der realen Schaltung eine hohe Flankensteilheit und damit ein hoher Wirkungsgrad erreicht
werden können.
Abbildung 21: Simulationsmodell des Lowsidetreibers
22
Abbildung 22: Ergebnisse des Simulationsmodells des Lowsidetreibers
Highside Die Highsideschaltung wurde mit einem sogenannten floating ground realisiert.
Das bedeutet, dass sich das Massepotenzial des Schaltungsteils verändert. Dies hat keinen Einfluss auf die Arbeitsweise der Bipolartransistoren, da sich das Versorgungspotenzial
durch die Bootstrapschaltung parallel mitverschiebt. Die benötigte Kapazität des Bootstrapkondensators ergibt sich mithilfe der Formel 1 in Abschnitt 2.6.
CBootstrap =
Qgesamt
∆Uakzeptabel
26nC
1V
= 26nF
CBootstrap =
CBootstrap
Dieser Wert sollte mit mindestens einem Sicherheitsaufschlag um den Faktor 10 versehen
werden, und zusätzlich empfiehlt es sich, einen größeren Kondensator parallel zur Stützung
zu implementieren. Es sollte auch darauf geachtet werden, dass für die Versorgung “schnelle”
Kondensatoren verwendet werden. Da diese verfügbar waren, wurde ein 1µF Keramikkondensator parallel mit einem 47µF Elektrolytkondensator eingesetzt. Mit diesem Aufbau
+15V
B560C
BAS40
330
PMD3001D NPN
BAS40
1
UGate
1u
330
UPWM mit Totzeit
47u
PMD3001D PNP
BC 817-40
BAS40
QHighSource
Abbildung 23: Aufbau des Highsidetreibers
sind die benötigten lokalen Anforderungen erfüllt. Zusätzlich wären die Treiber leistungs23
mäßig in der Lage, noch deutlich schneller (= höherer Strom) und mit höherer Frequenz zu
schalten.
Simulation In der Simulation wurde der Aufbau (Abb. 24) umfangreich getestet. Die
Ergebnisse (Abb. 25) stellen die 5V Ansteuerspannung gegen die Gate-Source Spannung
des Mosfets dar. Hier kann man erkennen, dass die Gatespannung immer 15V oberhalb der
Sourcespannung sein wird.
Abbildung 24: Simulationsmodell des Highsidetreibers
Abbildung 25: Ergebnisse des Simulationsmodells des Highsidetreibers
Schottky-TTL Während des Aufbaus der realen Schaltung zeigte sich das Problem, dass
die Bipolartransistoren nicht so schalteten wie erwartet, sondern erst mit einer Verzögerung
von 500ns. Nach einer Untersuchung ergab sich, dass die Bipolartransistoren in Sättigung
ein anderes Verhalten als in der Simulation zeigten. Dies konnte durch eine Erweiterung
der Schaltung um eine sogenannte Schottky-Transistor-Transistor-Logik erreicht werden.
Wird eine Schottkydiode zwischen Basis und Kollektor geschaltet, wie in Abbildung 20 und
23 zu sehen ist, werden die Transistoren nicht mehr in Sättigung getrieben und schalten
wieder normal. Dies führt aber zu einer etwas flacheren Anstiegszeit, die aber im Rahmen
der Anforderungen tolerabel ist.
24
3.7
Totzeit
• Verzögerung einer fallenden Flanke eines Rechtecksignals
• Versorgungsspannung: ±5V
• Ausgangsspannung zwischen Masse und 5V
• Möglichst hohe Flankensteilheit
• Einstellbare Verzögerungszeit
Wie in Abschnitt 2.5 bereits beschrieben, ist es zur korrekten Ansteuerung einer H-Brücke
notwendig, eine Zeitverzögerung in die Signalflanken einzubringen. In dem Signal, das das
Gate der Mosfets erreicht, muss dazu die steigende Flanke beider Signale (also dem invertierten und dem nicht-invertierten) verzögert werden. Da aber das Gatesignal, das vom
Komparator kommt, durch die Gatetreiber selbst noch einmal invertiert wird, muss die
fallende Flanke des Komparatorsignals verzögert werden.
Die Totzeiterzeugung wird wieder mit einer Komparatorschaltung (Abb. 26) realisiert,
indem ein 10pF Kondensator schnell geladen und langsamer entladen und die entstehende
Spannung mit 2.5V verglichen wird. Die Ladekurve des Kondensators ist hierbei näherungsweise das ursprüngliche Signal, da der Strom über die Schottkydioden nicht begrenzt ist und
den Kondensator direkt laden kann. Während der Entladung sperren diese Dioden aber,
und der Kondensator wird über den 6kΩ Widerstand entladen, sodass es länger dauert, bis
die Spannung unter 2.5V fällt. Die maximale Spannung des Kondensators U0 beträgt 5V .
Die Spannung beim Ladevorgang ergibt sich durch:
− t
uc (t) = U0 · 1 − e RC ·C
(8)
Beim Entladen durch:
−R
uc (t) = U0 · e
t
C ·C
(9)
Daraus ergibt sich die Lade- und die Entladezeit, bis die 2.5V Vergleichsspannung am
Komparator von der Kondensatorspannung gekreuzt wird, und der Ausgang seinen Zustand
wechselt. Beim Ladevorgang fließt der Strom über die Diode und daraus resultiert der
Ladewiderstand RC = 0:
tsteigendeF lanke
uc (t)
= −ln 1 −
· RC · C
U0
tsteigendeF lanke
2.5V
= −ln 1 −
5V
25
· 0Ω · 10pF
tsteigendeF lanke = 0s
Wie erwartet, wird das Signal der steigenden Flanke nicht verändert. Beim Entladevorgang
fließt der Strom über den Widerstand RC = 6kΩ:
tf allendeF lanke = −ln
tf allendeF lanke = −ln
uc (t)
U0
2.5V
5V
· RC · C =
· 6kΩ · 10pF
tf allendeF lanke = 41, 6ns
Eine Totzeit von 42ns sollte eine ausreichend Marge für Bauteiltoleranzen und Temperatur+5V
1k
1k
UPWM
UPWMDelay
6k
G
LT1712
10p
-5V
BAS40
Abbildung 26: Aufbau der Totzeiterzeugung
änderungen während des Betriebs enthalten. In der ursprünglichen Version war eine Diode
verbaut, die selbst eine Kapazität von 600pF hatte und damit die Funktion der Schaltung
negierte. Nach dem Erkennen des Fehlers, waren vor Ort nur BAS40-05 verfügbar. Da dies
immer zwei Dioden in einem Gehäuse sind, sind in dem Aufbau die zwei Dioden dieses Typs
parallel geschaltet. Nach dem Testen der Schaltung funktionierte nun alles ordnungsgemäß,
weswegen keine Notwendigkeit gesehen wurde, weitere Modifikationen vorzunehmen.
Simulation Das Simulationsmodell (Abb. 27) zeigt genau das erwartete Verhalten (Abb.
28). Hier wurden ebenfalls nachträglich die Dioden durch die BAS40 ersetzt. Die Simulation
modellierte korrekt das fehlerhafte Verhalten mit der vorhergehenden Diode (MBRS130LT).
Der Fehler lag darin, dass beim Ersetzen der idealen Bauteile in der Simulation durch die
realen Bauteile das nochmalige Kontrollieren des Ausgangsverhalten dieses Schaltungsteils
vergessen wurde.
26
Abbildung 27: Simulationsmodell der Totzeitgeneration
Abbildung 28: Ergebnisse des Simulationsmodells der Totzeitgeneration
3.8
Dreieckgenerator
Die Linearität der Flanken des Dreiecks nehmen maßgeblich Einfluss auf die Qualität der
Modulation und damit auf die Qualität des Verstärkers.
• Spannungsversorgung: ±5V
• Dreieckfrequenz: > 100kHz
• Ausgangsamplitude: 2.5V
• möglichst “spitzes” Dreieck
Der Dreieckgenerator besteht aus einem Schmitt-Trigger, der ein Rechtecksignal im Ausgang erzeugt, und aus einem Integrator, der durch seine aufsummierende Wirkung aus dem
Rechtecksignal ein Dreieck erzeugt. Dieses Dreieck dient als Eingang des Schmitt-Triggers.
So entsteht dann der oszillierende Rechteck-Dreieck Generator (Abb. 29). Die Frequenz und
die Amplitude des Dreiecks ergeben sich durch [6]:
f=
f=
R2
1
·
4 · R1 C · R3
(10)
80k
1
·
= 250000Hz
4 · 20k 100p · 40k
ûDreieck = ûRechteck ·
27
R1
R2
(11)
100p
+5V
+5V
LT1722 40k
UDreieck
LT1722
-5V
-5V
80k
20k
Abbildung 29: Aufbau des Dreieckgenerators
ûDreieck = 5V ·
20k
= 1.25V
80k
Simulation Das Simulationsmodell des Dreieckgenerators (Abb. 30) scheint die angestrebten Ergebnisse zu liefern (Abb. 31). Bedingt durch die geringe Simulationsgeschwindigkeit, ist eine niederfrequente Störung (siehe Abschnitt 5.2) nicht zu erkennen. Erst nach
dem Aufbau der Schaltung wurde die Simulation noch einmal mit wesentlich höherer Laufzeit durchgeführt und sie modelliert dieses Fehlverhalten korrekt. Nach einer Anpassung
der Bauteile konnte der Dreieckgenerator aber stabilisiert werden.
Abbildung 30: Simulationsmodell des Dreieckgenerators
Abbildung 31: Ergebnisse des Simulationsmodells des Dreieckgenerators
28
3.9
Feedbackschleife
Für die Realisierung der Feedbackschleife wurde auf die Empfehlungen in [7] zurückgegriffen. Hierbei sind die beiden in Abschnitt 2.8 genannten Systemelemente, die Messeinrichtung und der eigentliche Regler, realisiert worden.
• Spannungsversorgung: ±5V
• Subtrahierer für UQ1Source und UQ3Source
• die Differenz muss tiefpassgefiltert werden mit Grenzfrequenz > 20kHz < 100Khz
• der Verstärkungsfaktor muss einstellbar sein
• ein Integrator für die addierten Signale
Für die Messeinrichtung ist es notwendig, das um K1 abgeschwächte Differenzsignal der
Ausgänge, das auf den Audiobereich beschränkt ist, zu erzeugen. Diese Aufgabe übernimmt
ein aktiver Differenz-Tiefpass, der eine Mischung der Operationsverstärkergrundschaltungen
des aktiven Tiefpasses und des Differenzverstärkers darstellt.
Nun müssen noch das Rückkoppelsignal und das Nutzsignal voneinander subtrahiert und
anschließend integriert werden. Hierfür werden die OPV-Grundschaltungen des Addierers
und des Integrators gemischt, um den Summierintegrator zu erhalten. Da das Rückkoppelsignal um 90◦ phasenverschoben zum Nutzsignal ist, wird die Wirkung des Addierers
umgekehrt und es ergibt sich ein Subtrahierer (Abb. 32).
10k
220p
220p
+5V
+5V
0-250k
USourceQ1
USourceQ2
0-250k
10k
UFeedback
LT1722
LT1722
10k
10k
220p
-5V
-5V
UAudio
Abbildung 32: Aufbau der Feedbackschleife
Die Grenzfrequenz eines aktiven Tiefpasses ergibt sich durch [11]:
fc =
1
2πR2 · C
29
(12)
und damit ergibt sich:
fc =
1
= 72343Hz
2π · 10kΩ · 220pF
Die Potenziometer im Proportionalteil der Schaltung bestimmen den Verstärkungsfaktor
des aktiven Tiefpasses. Dadurch kann die Verstärkung der Rückkopplung und somit die
Gesamtverstärkung der Schleife kontrolliert werden. Damit ist eine Lautstärkeregelung des
Verstärkers möglich.
Stabilität Die Stabilität der Regelschleife ergibt sich aus der charakteristischen Gleichung
des Systems. Hierbei wird auf das Flussdiagramm aus Abschnitt 2.8 zurückgegriffen und
um die verwendeten Übertragungsfunktionen erweitert.
UNoise
USoll
Uout
GS(s)
GR(s)
GM(s)
Abbildung 33: System mit Regelschleife
Mit:
GS (s) = Ks
GM (s) = Km 1 +
GR (s) =
(13)
1
(14)
TN · s
1
(15)
TN · s
ergibt sich die Übertragungsfunktion des Systems:
USoll
GS (s)GR (s)
=
Uout
1 + GS (s)GR (s)GM (s)
(16)
und damit die charakteristische Gleichung:
1 + GO = 0 = 1 + GS (s)GR (s)GM (s)
und somit:
1 + Ks ·
1
TN · s
· Km 1 +
Mit den Bauteilparametern:
KS = 20
30
1
TN · s
(17)
=0
(18)
KP =
1
20
TN = R · C = 220pF · 10kΩ = 2.2 · 10−6 s
lässt sich nun das Stabilitätskriterium mithilfe von Maple (siehe Abschnitt 8.2) auf die
Regelschleife anwenden (Abb. 34):
Abbildung 34: Amplituden und Phasengang des offenen Kreises
Man kann erkennen, dass der Abstand der Phase bei einer Schleifenverstärkung von K =
1 bei 51.84◦ liegt und die Regelschleife somit stabil ist. Außerdem kann auch noch der
Abbildung 35: Amplitudengang des geschlossenen Kreises
Amplitudengang des Gesamtsystems ohne den Tiefpass am Ausgang berechnet und mithilfe
von Maple visualisiert werden (Abb. 35). Es zeigt sich die fast lineare Verstärkung des
Systems bis 20kHz, welche sich auch ein den Messungen des Amplitudengangs in Abschnitt
5.6 bestätigen. → alle Anforderungen erfüllt.
31
4
Realisierung auf einer Leiterplatte
4.1
Globale Anforderungen
Der Umstand, dass die Schaltung zur Demonstration genutzt werden soll, hat zur Folge,
dass sich die Anforderungen an die Konstruktion von einem reinen Einsatzverstärker unterscheiden. Diese haben auch einen Einfluss auf die erreichbare Qualität des Verstärkers,
was zu folgen Anforderungen führt:
• Messpunkte für charakteristische Signale
• Keine integrierte Schaltung möglich
• Ausreichend Abstand zwischen den Bauteilen, um alles gut erkennen zu können
4.2
Designentscheidungen
Vor der Entwicklung der Leiterplatte mussten einige Designentscheidungen getroffen werden, um eine möglichst gute Funktion der Schaltung zu erreichen. Hierbei wurde auf die
Empfehlungen von Hephaestus Audio zurückgegriffen [5].
• Eine möglichst durchgängige Massefläche
• Trennung von der Massefläche des Logikteils und der des Leistungsteils
• Auffüllen jedes Zwischenraums mit Kupfer, das mit der Masse verbunden ist
• Möglichst geringe Distanz zwischen den Treibern und den Mosfets
• Möglichst viele und große Entkoppelkondensatoren
Aus Kostengründen wurde eine zweilagige (Top- und Bottomlayer) Leiterplatte verwendet.
Diese konnte im Labor für autonome Systeme durch einen Leiterplattenfräser hergestellt
werden. So konnte kein Lötstopp und keine Beschriftung aufgebracht werden. Daher ist in
der fertigen Schaltung jegliches Kupfer zu sehen. Außerdem werden Kontaktstellen nicht
vorher verzinnt, was die Anforderungen an die Fähigkeiten des Bestückers erhöht. Hierbei
wurde auf Techniken zurückgegriffen, die in [10] gezeigt wurden. Zum Entwurf wurde die
CadSoft EAGLE PCB Design Software in der für akademische Zwecke kostenfreien Version
verwendet. Diese verfügt über die nötigen Funktionen die für die Konstruktion gebraucht
wurden.
32
4.3
Platzierung der Schaltungsteile
Um zu vermeiden, dass sich die verschiedenen Schaltungen auf der Leiterplatte gegenseitig
beeinflussen, wurden sie als abgeschlossene Blöcke realisiert (Abb. 36). Zusätzlich besteht
das Problem, dass der durch die Massefläche zurückfließende Strom bei hohen Strömen
Störungen verursachen würde, wenn er unter dem Logikteil fließen sollte. Daher wurden die
Masseflächen der beiden Teile getrennt und außerhalb der Schaltung am Netzteil verbunden.
Es wurde zwischen den Logik- und den Leistungsteil eine Stromschiene der Spannungsversorgung des Leistungsteils gelegt, um einen Abstand zwischen diesen zu erreichen. Da die
Leiterplatte über zwei Lagen (Top- und Bottom-Layer) verfügt, wurden die Masseflächen
auf der Unterseite (Bottom-Layer) platziert, alle anderen Teile befinden sich auf der Oberseite (Top-Layer). Die großen Masseflächen, die hierdurch realisiert werden konnten, sollten
einen störungsarmen Betrieb ermöglichen. Da die Feedbackschleife Verbindungen zu den
Masse Logikteil
Spannungsversorgung
Logikteil
Spannungsversorgung
Leistungsteil
Masse Leistungsteil
Gatetreiber
Highside
Totzeit
Tiefpass
Modulator
Gateteiber
Lowside
Totzeit
H-Brücke
Dreieckgenerator
Gatetreiber
Highside
Feedbackschleife
Gatetreiber
Lowside
Tiefpass
Abbildung 36: Platzierungskonzept
Seiten der H-Brücke benötigt, wurde sie im unteren Teil des Top-Layers der Leiterplatte
platziert. Die Leiterbahnen der H-Brückenseiten wurden ebenfalls im unteren Bereich des
Top-Layers verlegt, und somit konnte ausgeschlossen werden, dass sie nicht in der Nähe von
anderen Schaltungsteilen verlaufen. Die Totzeitschaltungen sollten möglichst nahe an den
Gatetreibern sein, sind aber trotzdem durch die breite Stromschiene von störenden Einflüssen geschützt. Da weder der Modulator noch der Dreieckgenerator spezielle Abhängigkeiten
besitzen, wurden sie auf den übrigen Flächen platziert. Das Konzept konnte gut auf der
Leiterplatte umgesetzt werden, da die Größe des Gesamtaufbaus nicht begrenzt war.
33
4.4
Modulator
Der Modulator ist ein relativ einfach realisierbarer Schaltungsteil, da nur die Spannungsversorgung und die Ein- sowie Ausgänge des LT1712 verbunden werden müssen (Abb. 37).
Wie sich aber bei den Messungen in Abschnitt 5.1 zeigt, scheint es schwierig zu sein, Interferenzen zwischen dem Ein- und Ausgangssignal zu vermeiden. Hierbei hätte vermutlich
ein erfahrenerer Layouter eine bessere Leitungsführung erzeugen können, um ein derartiges
Übersprechen der Leitungen zu verhindern.
Abbildung 37: Realisierung des Modulators
4.5
Gatetreiber
Bei der Realisierung der Gatetreiber musste vor allem darauf geachtet werden, dass der
Abstand des Gate-Treibers zu dem Gate des jeweiligen Mosfets möglichst gering ist, da
auf dieser Leitung stark variierende Ströme fließen und es daher zu Problemen, bedingt
durch die Induktivität der Leitung, kommen kann. Es wurden bei den Zuleitungen deutlich
größere Leiterbahnbreiten verwendet, sodass dauerhaft etwa 3A Strom durch die Mosfets
fließen können sollten. Im Dauertest über mehrere Stunden haben sich keine Probleme mit
einer übermäßigen Erwärmung der Bauteile ergeben. Bei dem Highsidetreiber in Abbildung
38a ist links die Bootstrap-Diode zu erkennen und ganz rechts der Bootstrap-Kondensator
und der Elektrolyt-Stützkondensator. Beim Lowsidetreiber in Abbildung 38b sind diese
nicht notwendig. Ansonsten unterscheiden sich beide Aufbauten nicht.
Da die Schottkydioden nachträglich eingefügt und auf die Transistoren montiert wurden,
sind sie in den Abbildungen 38a und 38b kaum zu erkennen, weswegen an dieser Stelle auf
Abbildung 43 verwiesen wird.
34
(a) Highside
(b) Lowside
Abbildung 38: Realisierung der Gatetreiber
4.6
Totzeit
Bei der Totzeitschaltung (Abb. 39) konnte auf LT1712 Dual Packages zurückgegriffen werden, wurdurch der Aufwand für die Leiterbahnen deutlich verringert werden konnte. In der
Leitungsführung musste darauf geachtet werden, dass die beiden Ein- und Ausgangssignale möglichst abgeschirmt voneinander verlaufen. Die Spannungsversorgungsleitungen sind
zwischen den Signalleitungen platziert, um ein Übersprechen zwischen den Leitungen zu
verhindern. Wie in Abschnitt 4.10 erklärt, ist hier die MBRS130LT Diode durch die BAS40
Diode ersetzt worden.
Abbildung 39: Realisierung der Totzeit
4.7
H-Brücke
Die Realisierung der H-Brücke (Abb. 40) musste in Abstimmung mit den Gatetreibern
und dem Ausgangsfilter umgesetzt werden. Hierbei musste auch noch ausreichend Platz
gelassen werden, um die Kühlkörper montieren zu können. Die TO-220 Gehäuse wurden
aufgrund der Kühlkörper aufrecht verbaut. Die vielen sichtbaren Elektrolytkondensatoren
mit jeweils 47µF Kapazität und der 3300µF Kondensator auf der linken Seite, dienen zur
Stabilisierung der Versorgungsspannung, wenn hohe Stromänderungen (z.B. durch bass-
35
lastige Musik) auftreten, und die Induktivität der Zuleitung sowie der Leiterbahnen der
Stromänderung entgegenwirken würden. Vor den Spannungsbuchsen der Schaltung ist auch
noch optional ein 47000µF Kondensator anschließbar.
Abbildung 40: Realisierung der H-Brücke
4.8
Dreieckgenerator
Ursprünglich war für die Realisierung des Dreieckgenerators sowie für die Feedbackschleife
der Einsatz der Vierfach-Variante des LT1722 vorgesehen. Diese ist aber außerhalb Japans
nicht verfügbar, weswegen ein Redesign mit einzelnen Operationsverstärkern des Typs Single LT1722 durchgeführt werden musste (Abb. 41). Es wurden Messpunkte für das Rechtecksowie das Dreiecksignal gesetzt.
Abbildung 41: Realisierung des Dreieckgenerators
36
4.9
Feedbackschleife
Bei der Rückkopplung sollten beim Layouten folgende Anforderungen erfüllt werden. Erstens mussten die Signale von den beiden Brückenseiten aus dem Leistungsteil in den Logikteil zurückgeführt werden. Zweitens mussten diese wieder mit ausreichend Abstand und
ausreichend Kupfer versehen werden, um sich nicht gegenseitig zu beeinflussen. Hier musste
auch das Stereopotenziometer untergebracht werden. Leider wurde das Gehäuse im Layout
fehlerhaft eingezeichnet, was zu den aus der Leiterplatte herausgeführten Kontakten führt,
die im unteren Teil von Abbildung 42 zu sehen sind. Deswegen ist das Potenziometer neben
der Leiterplatte platziert. Die Jumper haben die Funktion, die Feedbackschleife vom Rest
der Schaltung trennen zu können, um den Verstärker im Open- oder Closed-Loop Modus
betreiben zu können.
Abbildung 42: Realisierung der Feedbackschleife
4.10
Aufgetretene Probleme
Der Leiterplattenentwurf eines Klasse-D Verstärkers ist anspruchsvoll. Daher kam es auch
bei dieser Konstruktion zu Fehlern, die sich aber alle letztendlich korrigieren ließen.
Gatetreiber Nach dem Bestücken der Leiterplatte wurden erste Tests durchgeführt. Dabei stellte sich heraus, dass die Gatetreiber nicht das erwartete Verhalten zeigten. Ihre
An- und Abschaltzeiten hatten deutliche Verzögerungen, die das Ausgangssignal des Verstärkers erheblich verschlechterten (1.7% THD bei 1kHz). Nach eingehender Untersuchung
zeigte sich, dass die Bipolartransistoren in Sättigung getrieben wurden, und dass dadurch
die Schaltzeitverzögerungen entstanden sind. Dies ließ sich, wie in Abschnitt 3.6 beschrieben, durch das Einfügen von Schottkydioden beheben.
Um das Fräsen einer neuen Leiterplatte zu vermeiden, wurden die Schottkydioden nachträglich eingefügt, indem sie direkt auf die Transistoren montiert wurden und indem die
37
Kontakte mit ausreichend Lötzinn verbunden wurden. Um weitere zeitraubende Bestellungen zu vermeiden, wurde auf die im Lager verfügbaren BAS40 zurückgegriffen, die in der
Einfachvariante nicht ausreichend verfügbar waren, weswegen auf halbe Doppelvarianten
zurückgegriffen wurde.
(a) BAS40 Dual Package
(b) BAS40
Abbildung 43: Schottky TTL
Fehler im Schaltplan Bei der Übertragung des Schaltplans aus dem Spice Simulationsmodell zu Eagle, kam es zu einem Fehler, obwohl die Übertragung von zwei Personen
kontrolliert wurde. Beim Dreieckgenerator war die Zuleitung zum Modulator nicht mit
dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers verbunden (an dem das Dreieck anliegt),
sondern fälschlicherweise mit dem invertierenden Eingang. So konnte die Schaltung nicht
funktionieren. Durch eine kleine Brücke mit einem lackierten Stück Kupferdraht (an den
Enden wurde der Lack entfernt), konnte der Fehler behoben werden (Abb. 44).
Abbildung 44: Ersetztes Leitungsstück
38
Fehlerhafter Footprint Bei den zwei LT1712 Dual-Packages wurden das Symbol und
der Footprint, im Gegensatz zu allen anderen integrierten Bauteilen, aus einer externen
Bibliothek verwendet, und deshalb nicht selbst erstellt und verbunden. Dies erwies sich
nach der Fertigung der Platine als Fehler, da der Footprint des Bibliothekseintrags breiter
als die eigentlichen LT1712 war und somit nicht einem SSOP-16 Gehäuse entsprach. So
konnten die Bauteile nicht montiert werden, da die Bauteilkontakte mit den Masseflächen
in Berührung gekommen wären. Da der Unterschied in der Breite nur wenige Millimeter
betrug, konnten die Kontakte durch geschicktes Zurechtbiegen in die vorgesehene Position
gebracht werden und die Operationsverstärker konnten erfolgreich verlötet werden (Abb.
45).
Abbildung 45: Zurechtgebogene Kontakte des Dual LT1712
Totzeit Die ersten Tests der Totzeitschaltung ergaben, dass überhaupt keine Verzögerung
der Flanken stattfand. Nach einigen Untersuchungen zeigte sich, dass die verwendete Diode
MBRS130LT, eine Leistungsschottkydiode, selbst eine Kapazität von 600pF besitzt. Da der
Kondensator, der geladen und entladen werden sollte, selbst nur über eine Kapazität von
10pF verfügt, hat dies vollständig den Zweck der Schaltung negiert. Hier wurde die Diode
durch kleine Schottkydioden vom Typ BAS40 ersetzt. Mit etwas Geschick ließen sich diese
auf die Kupferpads montieren, die für die MBRS130LT vorgesehen waren. Daher entstand
die große sichtbare verzinnte Fläche in dieser Schaltung (Abb. 46).
Abbildung 46: Ersetzte Diode
39
5
Test- und Messergebnisse
Bei den Verstärkertests wird normalerweise ein Testsignal von 1kHz mit einer Amplitude von 500mV verwendet. Alle Tests wurden bei einer Modulationsfrequenz von 200kHz
durchgeführt, obwohl sich gezeigt hat, dass der Verstärker bis etwa 1M Hz ein nicht hörbar
verzerrtes Ausgangssignal produziert.
5.1
Modulator
In Abbildung 47 sind der Ausgang des Modulators und das Sinussignal des Eingangs zu
sehen. In diesem Test wurde die Amplitude der Eingangsspannung auf 2V angehoben,
da sonst die Pulsweitenmodulation des Ausgangssignals nicht gut zu erkennen gewesen
wäre (je weiter sich die Amplitude des Sinus der Amplitude des Dreiecks annähert, desto
sichtbarer werden die Unterschiede in der Breite der Pulse des Ausgangs). Das Signal wurde
wie in Abschnitt 2.2 beschrieben moduliert. Offensichtlich gab es aber eine Rückwirkung
des pulsweitenmodulierten Signals auf das Sinussignal. Dies lässt sich vermutlich durch ein
verbessertes Layout beheben, bei dem noch mehr auf die Trennung der Signale geachtet
wird.
Abbildung 47: 1kHz Sinus und Modulatorausgang
→ Anforderungen erfüllt.
5.2
Dreieckgenerator
Bei der Inbetriebnahme des Dreieckgenerators zeigte sich zu Beginn eine niederfrequente
Störung des Signals. Der Dreieckgenerator erzeugte neben dem Dreieck mit der gewünschten
Frequenz ein weiteres Dreieck mit 4Hz über die gesamte zur Verfügung stehende Spannung
der Operationsverstärker. Dieses Verhalten ergibt sich vermutlich durch eine zu große angestrebte Amplitude des Ausgangsdreiecks. Durch eine Reduktion der Amplitude des Dreiecks
konnte das eigentlich angestrebte hochfrequente Dreieck stabilisiert und die niederfrequente
40
Störung entfernt werden. Offensichtlich gibt es bei dieser Art des Dreieckgenerators ein maximales Verhältnis zwischen der Amplitude des erzeugten Dreiecks und der des erzeugten
Rechtecks. Tatsächlich ist dieses Verhalten in der Simulation in Spice auch zu sehen, aber
da die Frequenz der Störung bei 4Hz liegt, und die im Vorfeld angestellten Simulationen
), war diese
maximal 10ms lang waren (bedingt durch die langsame Simulationszeit mit 10 µs
s
nicht zu erkennen (Abb.31).
Nun erreichte der Dreieckgenerator nicht mehr die nötige Ausgangsspannung, um das
Sinussignal zu modulieren, da hier die Sinusspannung oberhalb der Dreieckamplitude liegen
würde. Da derartige Probleme erwartet wurden, wurde in der Schaltung eine Möglichkeit
geschaffen, ein externes Dreiecksignal zu verwenden.
Abbildung 48: Dreieckgenerator
→ Anforderungen nicht erfüllt, es kann aber eine externe Dreieckquelle genutzt werden.
5.3
H-Brücke
Die H-Brücke verhielt sich exakt wie vorgesehen. In Abbildung 49 sind in orange und
grün die Spannungen der beiden Seiten der
H-Brücke zu sehen und in rosa die Differenz dieser beiden (jeweils nach dem Tiefpass). Hier kann man sehr gut sehen, dass
das Ausgangssignal ein unverzerrtes 1kHz
Sinussignal ist. Ebenfalls sind keine Übernahmeverzerrungen zwischen den beiden HAbbildung 49: Ausgang der H-Brücke
Brückenseiten zu erkennen. Die “Breite” des
Signals kommt durch hochfrequente Schwingungen der Modulation zustande, die nicht vollständig durch den Ausgangsfilter entfernt werden. Die Amplituden dieser Schwingungen
sind aber so niedrig, dass sie in Bezug auf die elektromagnetische Verträglichkeit unproble41
matisch sind. Auch für die Qualität des Ausgangssignals sind sie unproblematisch, da ein
Lautsprecher derartige Frequenzen nicht wiedergeben kann.
→ Anforderungen vollständig erfüllt.
5.4
Gatetreiber
Es werden fast alle Anforderungen an die Gatetreiber aus Abschnitt 2.6 erfüllt. Nur die
Anstiegszeit der Gatespannung ist, bedingt durch die Schottky-TTL, etwas langsamer als
erwartet. Dies ist zwar kein großes Problem für die Funktion des Verstärkers, verringert aber
den Wirkungsgrad. Die Anstiegszeit wird immer zwischen 10% und 90% bzw. 90% und 10%
gemessen. Hier ist auch die Abwesenheit von Ringing und wenig Over- oder Undershooting
zu erkennen.
(a) Steigende Flanke
(b) Fallende Flanke
Abbildung 50: Gatespannung Highside
(a) Steigende Flanke
(b) Fallende Flanke
Abbildung 51: Gatespannung Lowside
→ alle Anforderungen bis auf die Anstiegszeit der Highsideflanke vollständig erfüllt.
42
5.5
Totzeit
Die realisierte Totzeitgeneration funktioniert nahezu exakt wie vorberechnet. Durch die
Eigenkapazität der Diode ist die Gesamtkapazität der Kondensatoren höher als berechnet,
was zu einer etwas höheren Totzeit von insgesamt 50ns führt (Abb. 52).
(a) Kondensator Entladekurve
(b) Ausgangsseitige Verzögerung
Abbildung 52: Totzeitgenerator
5.6
Feedbackschleife
Die Feedbackschleife funktioniert wie vorher berechnet. Zur Vollständigkeit wird hier das
Ausgangssignal der Feedbackschleife angegeben (Abb. 53). Dies ist ein 1kHz Sinus, von
Abbildung 53: Ausgang der Rückkopplung
dem das Korrektursignal abgezogen wurde. Hieraus ergibt sich auch die Untauglichkeit des
Dreieckgenerators, da seine Amplitude nicht ausreichend groß für die des Feedbacksignals
ist. Um die Korrektheit der Berechnungen zum Systemverhalten in Abschnitt 2.8 zu bestätigen, wurde der Amplitudengang des Systems durch einen Frequenzsweep aufgenommen.
Die Abbildung 54a zeigt hier das Ausgangssignal in Dezibel aufgetragen gegen die Frequenz.
Man kann die hohe Linearität des Verstärkers bis 20kHz erkennen. Der leichte Abfall um ca.
43
(a) 100Hz bis 20khz
(b) 100Hz bis 100kHz
Abbildung 54: Amplitudengang
1 dbV ab etwa 18kHz sollte sich, da das menschliche Gehör in diesem Bereich nicht mehr
sehr empfindlich ist, nicht negativ auf die Tonqualität auswirken. In Abbildung 54b bestätigt sich die Berechnung des Systemverhaltens. Der Anstieg der Verstärkung ist hier nicht
zu erkennen. Dies liegt am Ausgangsfilter, der bei der Frequenz bei der die Überhöhung
in der Simulation auftritt, bereits seine Tiefpasswirkung zeigt. Durch die Bestätigung der
Berechnung des Amplitudengangs kann auch davon ausgegangen werden, dass die Stabilitätsberechnungen korrekt sind. Der Verstärker zeigte bei allen Versuchen keine Anzeichen
von instabilem Verhalten.
5.7
Frequenzspreizung
Hierzu wurde der Verstärker einmal ohne Frequenzspreizung mit einer Dreieckfrequenz von
200kHz, und einmal zusätzlich mit einer Frequenzspreizung von 200 bis 220kHz betrieben.
In Grafik 55a kann man die Modulationsfrequenz von 200kHz und ihre erste Harmoni-
(a) Ohne Frequenzspreizung
(b) Mit Frequenzspreizung
Abbildung 55: Ausgangsspektrum ohne Tiefpassfilter
sche bei 400kHz erkennen. Die Grafik 55b zeigt die wesentlich kleinere Maximalamplitude
44
des Ausgangssignals. Die abgestrahlte Leistung wird über einen größeren Frequenzbereich
verteilt und es lassen sich die Bestimmungen der EMV leicht einhalten. Der Einsatz der
Spread-Spectrum Technik war im Audiosignal nicht wahrzunehmen, da der Tastgrad und
damit das Nutzsignal hierdurch nicht verändert wird.
5.8
Ausgangsleistung
Der Verstärker wurde bis an seine Leistungsgrenze aufgedreht, in diesem Fall bis zur Höhe
der Spannungsversorgung (Abb. 56a). Zusätzlich wurde er zur Veranschaulichung auch noch
über seine Maximalverstärkung aufgedreht, bis sich das Phänomen des Clippings zeigte
(Abb. 56b). Es ergab sich, dass die maximal unverzerrte Amplitude der Ausgangsspannung
etwa 14.6V beträgt (bei Vcc = 15V ). Hiermit lässt sich die abgegebene Leistung an einer
8Ω Last berechnen, mit:
Uef f 2
(19)
P =
RLast
und
û
Uef f = √
2
(20)
ergibt sich:
P =
√û
2
2
RLast
=
14.6V
√
2
2
8Ω
P = 13.3W
P
Da hierbei ein effektiver Strom Uef
= 1.3A fließt und der Verstärker 3A Last aushält, könnte
f
auch ein Lautsprecher mit 4Ω betrieben werden. Dies würde eine doppelte Ausgangsleistung
zur Folge haben.
(a) Maximal unverzerrt
(b) Clipping
Abbildung 56: Ausgangsspannung
45
5.9
Wirkungsgrad
Der Wirkungsgrad des Verstärkers ergibt sich aus der Division der aufgenommenen durch
die abgegebenen Leistung. Da kein anderer Widerstand verfügbar war, wurde ein 8.2Ω
Lastwiderstand zur Messung verwendet. Die aufgenommene Leistung ergibt sich aus der
Summe der Leistung der H-Brücke mit der des Logikteils.
PLogikteil = (−5V · −57mA) + (5V · 124mA) = 0.9W
PHbruecke = 15V · 0.97A = 14.55W
Pauf genommen = PHBruecke + PLogikteil = 15.45W
(21)
Die abgegebene Leistung wird sich wie in Formel 19 bei einem Sinussignal aus dem quadratischen Mittelwert (RMS) der Scheitelspannung û berechnet:
Pabgegeben =
√û
2
2
=
RLast
14.6V
√
2
2
8.2Ω
= 13W
(22)
Somit ergibt sich der Wirkungsgrad:
η=
Pabgegeben
Pauf genommen
=
13W
= 0.84 = 84%
15.45W
(23)
In dieser Schaltung mit geringer Leistung zeigt sich bereits der hohe Wirkungsgrad des
Klasse-D Verstärkers. Aufgrund der geringen Ausgangsleistung ist hier der Einfluss des
Verbrauchs des Logikteils noch recht hoch. Somit ließe sich der Gesamtwirkungsgrad mit
einer Steigerung der Ausgangsleistung noch verbessern.
5.10
Zur Messung des Klirrfaktors wurde der Verstärker mit verschiedenen Sinussignalen bespielt und es wurde das Spektrum des Ausgangssignals mithilfe eines Oszilloskops erfasst.
Die Amplituden der Grundfrequenzen und der entsprechenden Harmonischen wurden mittels der Cursorfunktion erfasst. Hieraus ließ sich dann mit der Formel (4) die THD jeder
Frequenz berechnen. Vor allem sind die Frequenzen zwischen 1 und 4kHz interessant, da
hier das Gehör des Menschen am empfindlichsten ist und ein Klirr am ehesten auffallen
würde. Allgemein kann man davon ausgehen, dass ein ungeschultes Gehör einen Klirrfaktor
von unter 1% nicht mehr wahrnehmen kann. Mit einem sehr guten Gehör und passenden
(also obertonarmen) Geräuschen soll gerade noch ein Klirrfaktor von 0.5% hörbar sein [13].
Es ist gut ersichtlich, dass der Verstärker alle Anforderungen deutlich übertrifft. Im Brillianzbereich des menschlichen Gehörs ist die THD unter 1%, teilweise sogar unter 0.5%. Die
46
100
1.000
10.000
100.000
1,4
1,4
1,2
1,2
THD[%]
1
1
0,8
0,8
0,6
0,6
0,4
0,4
0,2
100
0,2
1.000
10.000
100.000
Frequenz[Hz]
Abbildung 57: THD gegen Frequenz
THD steigt offensichtlich mit der Frequenz an. Dies ist aber kein Problem, da ab 10kHz die
erste Harmonische (20kHz) bereits außerhalb des Hörspektrums liegt (bis maximal 20kHz).
Der Anstieg der THD hängt wahrscheinlich mit dem Quantisierungsrauschen des Modulators zusammen. Dies ließe sich mit einer Delta-Sigma-Modulation weiter verbessern, da
diese in der Lage ist, das Quantisierungsrauschen in höhere Frequenzbereiche zu verschieben. Dieses Ergebnis zeigt auch den Unterschied des realen Verstärkers zur Simulation. In
der Simulation konnte die THD ebenfalls berechnet werden, ergab aber einen unrealistischen
Wert von 0.07%.
5.11
Signal-to-Noise Ratio
Obwohl es nicht Ziel dieser Entwicklung war, eine bestimmte SNR zu erreichen, ist es
trotzdem für das Gesamtergebnis interessant diese zu ermitteln. Sie ergibt sich aus dem
Verhältnis der Rauschleistung zur Signalleistung, und gibt an ab wann man ein verstärktes
Signal nicht mehr vom durch den Verstärker erzeugten Rauschen unterscheiden kann. Sie
errechnet sich laut [9] aus:
2
SN R = 10log
|U1 [kmax ]|
2
k6=kmax |U1 [k]|
P
!
(24)
Hierbei verwendet man eine Bandbreite von 10Hz bis 20kHz, da nur hier das Rauschen für
das Ausgangssignal relevant ist. Auch muss darauf geachtet werden, bei der Erzeugung des
Spektrums nicht das Nyquistkriterium zu verletzen. Daher wurde, als Kompromiss zwischen
47
Auflösung und dem verhindern von Aliasing, eine Samplingrate von 100MS/s genutzt. Die
SNR wurde nun qua QtiPlot aus den Messdaten des Spektrums des Verstärkerausgangs
ermittelt. Hierbei addiert sich auf die SNR des Verstärkers auch die der Messeinrichtung
hinzu. So hat die Berechnung des Signal-Rausch-Abstands ergeben:
SN R = 46.1 dB
Die SNR des verwendeten Oszilloskops und der Messtaster ist nicht bekannt, daher sind die
hier ermittelten Ergebnisse nicht als hoch präzise, sondern eher als Indikator für die SNR zu
werten. Dieser Wert ist nicht überragend. Kommerzielle Verstärker erreichen SNRs jenseits
der 80db. Bei den Hörproben konnte zwar das Rauschen des Verstärkers wahrgenommen
werden, es war aber so leise, dass es beim Hören der Musik nicht störte.
48
6
Zusammenfassung und Fazit
Diese Arbeit hatte zum Ziel, einen funktionstüchtigen Klasse-D Verstärker zu entwerfen,
der für das Elektronikpraktikum der Drittsemester geeigneten sein sollte und diesen auf
einer Leiterplatte zu realisieren. Es wurden zuvor weder quantifizierbare Erwartungen an
den Klirrfaktor, noch an die Ausgangsleistung oder an den Wirkungsgrad gestellt, trotzdem
sollte der Verstärker vor allem pädagogisch wertvoll und qualitativ hochwertig sein.
Die angestrebten technischen Ziele wurden daher wie folgt festgelegt. Um den pädagogischen Anspruch zu erfüllen, sollten keine Funktionseinheiten als fertige, integrierte
Schaltungen verwendet werden, da die Gefahr bestand, dass sie das Verständnis für die
Studenten erschwert hätten. Zusätzlich sollte eine THD erreicht werden, die zumindest im
Brillianzbereich eines ungeschulten menschlichen Gehörs unterhalb von 1% liegt, damit sie
nicht wahrnehmbar ist.
Um all diese Anforderungen umzusetzen, war es unabdingbar, sich eingehend mit der
Funktionsweise und mit den verschiedenen Realisierungsmöglichkeiten eines Klasse-D Verstärkers auseinanderzusetzen. Hierbei wurden Schritt für Schritt die verschiedenen Funktionsblöcke der D-Topologie in Spice simuliert und verschiedene Parameter variiert, um
ein Gefühl für die Einflussfaktoren zu bekommen und um ein tiefgehendes Verständnis
hinsichtlich der Funktionsweise zu entwickeln.
Nachdem die einzelnen Funktionsblöcke ihr angestrebtes Anforderungsprofil in der Simulation erfüllten, wurden sie zu einem großen Simulationsmodell zusammengefasst und
es wurden die jeweils benötigten Bauteilparameter ermittelt. Hierbei wurden bereits in der
Simulation Berechnungen der zu erwartenden THD angestellt. Diese hätte das angestrebte
Ziel sogar deutlich übertroffen und so war zu erwarten, dass die Imperfektionen, die ein
realer Aufbau mit sich bringen würde, die erreichbare THD nicht unter den selbst gesetzten
Zielwert reduzieren würden.
Im nächsten Schritt wurde das Platinenlayout entworfen. Hierbei wurde versucht, unter
anderem die Empfehlungen von Hephaestus Audio umzusetzen, um die negativen Einflüsse eines realen Aufbaus möglichst gering zu halten. Bei den Untersuchungen zeigte sich
allerdings, dass dies nicht vollständig erreicht werden konnte und noch ein Verbesserungspotential bezüglich der induktiven Störungen in der Platine besteht.
Sobald die Leiterplatte gefertigt war und die bestellten Bauteile eingetroffen waren,
wurde mit der Bestückung der Platine begonnen und die Schaltung wurde segmentweise in
Betrieb genommen. Hier zeigte sich ein geringfügiger Fehler im Layout, der durch das nachträgliche Einfügen eines Drahtstücks behoben werden konnte. Der Dreieckgenerator war
instabil, konnte aber außerhalb der angestrebten Anforderungen funktionstüchtig gemacht
werden. Es wurde von Beginn an vorgesehen, auch ein externes Dreiecksignal einspeisen zu
können. Der Verstärker kann seine Funktion daher trotzdem wie geplant erfüllen. In den
Gatetreibern zeigte sich ein weiteres Problem, das ebenfalls gelöst werden konnte, indem
49
nachträglich Dioden eingefügt wurden.
Nachdem die Schaltung aufgebaut und die Fehler behoben waren, wurde das System
ausgiebig getestet und es konnte festgestellt werden, dass die Qualitätsanforderungen erfüllt
werden. Der Verstärker erreicht im gesamten hörbaren Bereich eine THD von unter 1%, die
von den meisten Menschen nicht wahrgenommen werden kann. Der pädagogische Teil der
Anforderungen konnte ebenfalls erfüllt werden, da für keinen Funktionsteil eine integrierte
Schaltung verbaut wurde, und somit alle Aufgaben mit diskreten Bauteilen realisiert werden
konnten. Alle wichtigen Funktionsteile des Aufbaus sind mit Messpunkten versehen und die
Schaltungsteile sind optisch gut zu unterscheiden.
Obwohl der Aufbau eines Klasse-D Verstärkers eine anspruchsvolle Aufgabe darstellt,
konnte gezeigt werden, dass bereits der erste Entwurf eines Klasse-D Verstärkers mit einer
umfangreichen Vorbereitung und dem Einsatz von Simulationssoftware ein Erfolg sein kann.
“Class-D design is very challenging (1st prototypes usually don’t work at
all...sometimes 2nd and 3rd prototypes don’t work either), but like most difficult
pursuits it is fun and rewarding. ” Joey White, Hephaestus Audio
50
7
Ausblick
Obwohl der aktuelle Aufbau bereits sehr gute Resultate zeigt, könnten einige der Schaltungsteile, abgesehen von einer Verbesserung des Layouts hin zur Reduktion von Störeinflüssen,
noch in anderer Form mit einem vermutlich besseren Ergebnis implementiert werden.
Schnellere Gatetreiber Wie in Abschnitt 5.4 beschrieben wurde, ist die Flankensteilheit der Gatetreiber niedriger als angestrebt. Hier könnte durch den Einsatz von schnelleren
Bipolartransistoren und einer besseren Abstimmung (sodass sie nicht in Sättigung getrieben
werden), eine Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit erreicht werden. Es könnte auch ein komplettes Redesign in Betracht gezogen werden. Hier gäbe es die Möglichkeit, die Gatetreiber
auch mit Mosfets zu realisieren, die größere Ströme und höhere Schaltgeschwindigkeiten zulassen würden. Eine weitere Möglichkeit wäre, mehrere Inverter (die Logikelemente) parallel
zu schalten, bis diese eine ausreichend große Stromlieferfähigkeit besitzen, um die Gates zu
treiben. Meist sind integrierte Gatetreiber in dieser Weise aufgebaut.
Bei diesen Maßnahmen muss dann aber auch die Anbindung der Mosfets überprüft
werden, da hohe Stromänderungen nicht ohne Konsequenzen bleiben, wie z.B. Ringing auf
der Gateleitung, Over- und Undershooting und Spannungsspitzen, die wiederum durch die
Induktivität der Gateleitung bedingt sind.
Delta-Sigma-Modulation Der einfache Modulator, der hier verwendet wurde, besitzt
im Hinblick auf das Quantisierungsrauschen und auf die Nichtlinearitäten, die durch Intermodulationen bedingt sind, noch Verbesserungspotenzial. Eine Möglichkeit hierfür wäre
eine sogenannte Delta-Sigma-Modulation. Diese integriert bereits in der Modulation eine
Rückkopplung und kann so das Quantisierungsrauschen in Frequenzbereiche verschieben,
die nicht mehr für das menschliche Gehör wahrnehmbar sind. Dies wird auch als “Rauschformung” bezeichnet. Delta-Sigma-Modulatoren können als fertige, integrierte Bauelemente
erworben werden. Durch den Demonstrationscharakter der Schaltung wäre aber ein diskreter Aufbau zu bevorzugen.
Three-State PWM Um den Wirkungsgrad der Schaltung weiter zu erhöhen, könnte eine sogenannte Drei-Zustands-PWM implementiert werden. Hierbei wird die Ausgangsspannung am Lautsprecher, nicht wie im aktuellen Aufbau, zwischen High(Vcc ) und Low(−Vcc )
geschaltet, sondern zwischen High und Ground und Low und Ground. Durch den geringeren
Spannungshub und durch die damit verbundene geringere Schaltzeit, kann der Verlust über
die Mosfets verringert werden.
Direkt Digitale Ansteuerung (PCM) Bei all den bisher gezeigten Verfahren wurde
immer erst ein analoges Audiosignal in die pulsweitenmodulierte Form gebracht, das dann
verstärkt wurde. Um die Verzerrungen und das Quantisierungsrauschen des Modulators
51
komplett zu eliminieren, bestünde die Möglichkeit, diesen Teil der Schaltung komplett zu
entfernen und direkt das angepasste PCM (Pulse Code Modulation) Signal einer digitalen
Audioquelle zu verstärken. Hierdurch könnte die Ausgangsqualität des Verstärkers deutlich verbessert werden. Da heutzutage Musik meist in digitaler Form vorliegt, kann hiermit sowohl die Digital-Analog-Umsetzung an der Audioquelle als auch die Analog-DigitalUmsetzung am Verstärker eliminiert werden.
52
8
Anhang
8.1
Abbildungsverzeichnis
Abbildungsverzeichnis
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
Klasse-A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Klasse-B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Klasse-AB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Prinzip eines Klasse-D Verstärkers . . . . . . . . . . . . .
Modulationsschema mit Dreieck . . . . . . . . . . . . . .
Brückenschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Detaillierte Darstellung des Klasse-D Verstärkers . . . .
Signalverlauf UGS mit Totzeit . . . . . . . . . . . . . . .
High- und Lowside-Gatetreiber mit Bootstrap . . . . . .
LZI-Modell des Systems . . . . . . . . . . . . . . . . . .
System mit Störungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Geschlossener Wirkungskreislauf . . . . . . . . . . . . . .
Spektrum mit und ohne Frequenzspreizung . . . . . . . .
Aufbau des Modulators . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulationsmodell des Modulators . . . . . . . . . . . . .
Ergebnisse des Simulationsmodells des Modulators . . . .
Simulationsmodell des Mosfets . . . . . . . . . . . . . . .
Ergebnisse des Simulationsmodells des Mosfets . . . . . .
Tiefpass vor dem Lautsprecher . . . . . . . . . . . . . . .
Aufbau des Lowsidetreibers . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulationsmodell des Lowsidetreibers . . . . . . . . . .
Ergebnisse des Simulationsmodells des Lowsidetreibers .
Aufbau des Highsidetreibers . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulationsmodell des Highsidetreibers . . . . . . . . . .
Ergebnisse des Simulationsmodells des Highsidetreibers .
Aufbau der Totzeiterzeugung . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulationsmodell der Totzeitgeneration . . . . . . . . .
Ergebnisse des Simulationsmodells der Totzeitgeneration
Aufbau des Dreieckgenerators . . . . . . . . . . . . . . .
Simulationsmodell des Dreieckgenerators . . . . . . . . .
Ergebnisse des Simulationsmodells des Dreieckgenerators
Aufbau der Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . . . . .
System mit Regelschleife . . . . . . . . . . . . . . . . . .
53
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4
4
5
6
7
8
9
11
12
13
13
14
17
18
18
19
19
20
22
22
23
23
24
24
26
27
27
28
28
28
29
30
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
Amplituden und Phasengang des offenen Kreises . . . . . .
Amplitudengang des geschlossenen Kreises . . . . . . . . .
Platzierungskonzept . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Realisierung des Modulators . . . . . . . . . . . . . . . . .
Realisierung der Gatetreiber . . . . . . . . . . . . . . . . .
Realisierung der Totzeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Realisierung der H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Realisierung des Dreieckgenerators . . . . . . . . . . . . .
Realisierung der Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . . .
Schottky TTL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ersetztes Leitungsstück . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Zurechtgebogene Kontakte des Dual LT1712 . . . . . . . .
Ersetzte Diode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1kHz Sinus und Modulatorausgang . . . . . . . . . . . . .
Dreieckgenerator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ausgang der H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gatespannung Highside . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gatespannung Lowside . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Totzeitgenerator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ausgang der Rückkopplung . . . . . . . . . . . . . . . . .
Amplitudengang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ausgangsspektrum ohne Tiefpassfilter . . . . . . . . . . . .
Ausgangsspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
THD gegen Frequenz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Eagle Schaltplan des Modulators . . . . . . . . . . . . . .
Eagle Schaltplan des Totzeitgenerators (rechte Halbbrücke)
Eagle Schaltplan der H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . .
Eagle Schaltplan des Tiefpasses . . . . . . . . . . . . . . .
Eagle Schaltplan des Dreieckgenerators . . . . . . . . . . .
Eagle Schaltplan der Feedbackschleife . . . . . . . . . . . .
Eagle Schaltplan der Gatetreiber (linke Halbbrücke) . . . .
Eagle Schaltplan der Gatetreiber (rechte Halbbrücke) . . .
54
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31
31
33
34
35
35
36
36
37
38
38
39
39
40
41
41
42
42
43
43
44
44
45
47
55
55
56
56
57
58
59
60
8.2
Schaltpläne
Abbildung 58: Eagle Schaltplan des Modulators
Abbildung 59: Eagle Schaltplan des Totzeitgenerators (rechte Halbbrücke)
55
Abbildung 60: Eagle Schaltplan der H-Brücke
Abbildung 61: Eagle Schaltplan des Tiefpasses
56
Abbildung 62: Eagle Schaltplan des Dreieckgenerators
57
Abbildung 63: Eagle Schaltplan der Feedbackschleife
58
Abbildung 64: Eagle Schaltplan der Gatetreiber (linke Halbbrücke)
59
Abbildung 65: Eagle Schaltplan der Gatetreiber (rechte Halbbrücke)
60
8.3
Boardlayout
C16
100n
330
100n
R30
ELKO6
C12
100n
JP6
X8
R141426
61
ELKO1
220p 10
R3
C1
IRF540
Q1
C7
330
PMD3001D
.
1
U$2
R15
47u
220p 10
R4
C2
U$11
BC817-40
C19
470n
100n
C20
ELKO3
KERKOX7R9
47u
R29
47u
330
ELKO12 100n
IRF540 PMD3001D
C25 IRF540
Q4
.
1
Q3
U$10
R28
C3 R5
C4 R6
220p 10
220p 10
KERKOX7R3
U$18
100p
IRF540
Q2
47u
10p
LT1722
C15 47u
KERKOX7R21
LT1722
100n
JP3
BC817-40
ELKO10
KERKOX7R8
470n
PMD3001D
1
.
R22 U$8
1u
100n
KERKOX7R12
C13
C14
KERKOX7R19
100n
100n
JP7
KERKOX7R22
10k
X9
R25
U$9
ELKO9
R27
47u
C9
KERKOX7R15
C17
330
R23
220p
10k
ELKO7
R16 100n
C5
C23
100n
C6
10p
KERKOX7R7
R24
100n
R19 100n
80k
KERKOX7R20
LT1722
100n
R26
LT1722KERKOX7R17
KERKOX7R18U$17
U$19
100n
JP5
100n
220p
ELKO5
C11
20k
10k
JP1
JP2
JP4
KERKOX7R1
KERKOX7R6
10k
220p
R18100n
BC817-40
47u
B560C1 330
KERKOX7R4
U$6
100n
100n
1k
R20
20k
330
ELKO8
R17
47u
C18
LT1712
100n
D4
R32
R21
C10
47u
100n
100n
C22
MBRS130LT3
100n
R141426
KERKOX7R5
LT1712
KERKOX7R11
U$12
1k
U$20
R2
ELKO14
10k
100n
U1
C26
*
1k
MBRS130LT3
100n
KERKOX7R16
D3
C24
100n
R31
X1
C8
100n
ELKO4
10p
D2
R10
R1
R8
1k
100n
100n
MBRS130LT3
47u100n
10k
R7
1k
KERKOX7R14
U$1
KERKOX7R13
1k
C28
ELKO13
1502_01
10p
D1
R9
100n
100n
47u
MBRS130LT3
LT1711CMS8PBF
C27
47u
ELKO15
ELKO11
47u C21
PMD3001D
1
.
R14 U$4
1u
330
330 R11 U$5
B560C
ELKO2
R12
BC817-40
47u
KERKOX7R2
47u
3300u
61 C
u0033
D 1003 D M P
1
.
4$ U 41 R
u1
1OKLE
2R7XuO
7K
4 REK
033
5$ U 11 R 033
CL
0E
65 B
2OK
21 R
0 4- 7 1 8 C B
u74
045 F R I
1Q
FBP8SMC1171TL
1U
u74
2R
41OKLE
k01
n001
62 C
4P J
n001
p022
1R7XOKREK
12 R
6R7XOKR
k0E1K
5P J
n001
52 R
2P J
1P J
n001
3C
01 p022
7E
PK
J
22R7XOKR
k01
624141 R
5R7XOKREK
91$ U
02$ U
02R7XOKREK
2271TL
n001
62 R
k01
n001
21 C
n001
3P J
n001
71$U81R7XOKREK
k08
12R7XOK2R2E7K
1TL
8R7XOKREK
n001 91 R
2271TL
4C
n00181R
p022
0K
3R
6O
LE
*
1X
71R7XOKREK2271TL
91R7XOKREK
k02
4R7XOKREK
k01
4D
23 R
k02
n001
u74
n001
p001
n001
3R7XOK8
R1E$KU
92 R
u74
033
n001 21OKLE
D 1003 D M P 045 F R I
045 F R I 52 C
4Q
.
1
3Q
01$ U
82 R
5R
6R
01 p022
0 4- 7 1 8 C B
51R7XOKREK
u74 51 C
033
1R
3TL031SRBM
k1
02 R
9C
01OKLE
k1
41 C
033 1 C 065 B
31OKLE
k1
3TL031SRBM
n001
61R7XOKREK
3D
42 C
13 R
n001
n001
p01
3OKLE
9R7XuO
7K
4 REK
D 1003 D M P
1
.
8$uU
1 22 R
2171TL
32 R
n001
2D
01 R
n001
22 C
n001
72 C
n001
82 C
3TL031SRBM
n 0 0 1u 7 4
112R
XOKREK
1$7U
11 C
9OKLE
72 R
u74
k1
31 C
p01
n001
2C
u74
n001
6C
81 C
1D
9R
u74
51OKLE
11OKLE
12 C u74
32 C
p01
n001
5OKLE
11$ U
p01
2171TL
01 C
n001
0 4- 7 1 8 C B
n001
u74
033
8OKLE
71Ru74
9$ U
3TL031SRBM
n001
21R7XOKREK
045 F R I
2Q
4R
01 p022
02 C
n001
n074
k1
4OKLE
033
91 C
7R
k1
n001
41R17$XU
OKREK
31R7XOKREK
u74
0313003DMP
D
.
1
2$ U
51 R
61KRLE
n001 7 O
7C
1C
0 4- 7 1 8 C B
n074
8R
5C
3R
01 p022
6$ U
71 C
8C
n001
p022
7R7XOKREK
42 R
k01
9X
10_2051
6P J
8X
624141 R
62
8.4
Maple Worksheet
> restart;
GS:=20;
GR:=1/(s*2.2E-6);
GM:=(1/20)*(1/(1+(2.2e-6*s)));
G0=GM*GR*GS;
H=(GS*GR)/(1+GS*GR*GM);
(1)
> with(DynamicSystems):
> sys:=TransferFunction(4.545454544*10^5/((1+0.22e-5*s)*s));
sys2:=TransferFunction(9.090909090*10^6/(s*(4.545454544*10^5/(
(1+0.22e-5*s)*s)+1)));
(2)
> PhaseMargin(sys);
(3)
> BodePlot(sys,decibels=false);
63
64
> PhaseMargin(sys);
(4)
> BodePlot(sys2,decibels=false);
65
66
>
67
8.5
Klirrfaktor Messwerte
Frequenz[Hz]
Fund.[dbV]
1 Har.
2 Har.
3 Har.
4. Har
5. Har
100
200
500
1000
2000
4000
8000
16000
20000
-0,015 -0,065 -0,17 -0,031 0,653
0,22
0,16
-1,1
-1,3
-48,13 -49,84 -49,54 -49,79 -46,01 -45,63 -44,51 -40,36 -59,02
-52,55 -55,36 -55,6 -51,59 -53,3 -48,5 -44,83 -46,37 -49,1
-52,4
-59,85 -58,62 -55,63 -52,22 -60,65
-39,62
-60,58
-58,62 -52,5
Tabelle 1: Messreihe zur Ermittlung der THD
68
8.6
Literaturverzeichnis
Literatur
[1] Fairchild Semiconductor Corporation. AN-6076 Design and Application Guide of Bootstrap Circuit for High-Voltage Gate-Drive IC. 2008.
[2] Jun Honda and Jorge Cerezo. Class D Audio Amplifier Design. International Rectifier,
2003.
[3] Maxim Integrated. APPLICATION NOTE 3881 Spread-Spectrum-Modulation Mode
Minimizes Electromagnetic Interference in Class D Amplifiers. 2006.
[4] Maxim Integrated. Automotive Applications for Silicon Spread-Spectrum Oscillators.
2014. [Online; Stand 22. November 2014].
[5] Hephaestus Audio Joey White. How to Design a Class-D Amplifier. 2006.
[6] Elektronik Kompendium. Dreieckgenerator mit Operationsverstärker. 2014. [Online;
Stand 22. November 2014].
[7] W.M. Leach. Introduction to Electroacoustics and Audio Amplifier Design. Kendall
Hunt Publishing Company, 2001.
[8] mikrocontroller.net. Transistor Treiberschaltungen. 2013. [Online; Stand 22. November
2014].
[9] Prof. Dr. Georg Eggers. Vorlesungsfolien Sensorik. SS2013.
[10] CuriousInventor.com Scott Driscoll. Surface mount soldering 101, 2007.
ps://www.youtube.com/watch?v=3NN7UGWYmBY.
htt-
[11] U. Tietze, C. Schenk, and E. Gamm. Halbleiter-Schaltungstechnik. Springer-Verlag
GmbH, 2012.
[12] H. Unbehauen. Regelungstechnik I: Klassische Verfahren Zur Analyse und Synthese
Linearer Kontinuierlicher Regelsysteme. Vieweg Studium. Vieweg+Teubner Verlag /
GWV Fachverlage GmbH, Wiesbaden, 2008.
[13] Wikipedia. Total Harmonic Distortion — Wikipedia, Die freie Enzyklopädie. 2013.
[Online; Stand 22. November 2014].
69
8.7
Versuchsanleitung für das Praktikum Elektronik
70
Prof. Dr. Fischer
Fakultät 06
Hochschule München
Praktikum Elektronik
MOSFET
Klasse-D Verstärker
Name:
Gruppe:
Datum:
Lernziel
Kennlinienfeld eines Mosfets, Mosfet als Schalter, Operationsverstärker als Modulator, Totzeiterzeugung, Ansteuerung einer H-Brücke, Wirkungsgrad eines Klasse-D Verstärkers
Besondere Vorbereitung:
Im Versuch wird ein NMOS-Transistor vom Typ 20N60C3 (Infineon) verwendet. Bitte besorgen Sie
sich das Datenblatt aus dem Internet und bringen Sie es zum Praktikum mit. Eine Linksammlung zu
Halbleiterherstellern finden Sie z.B. unter
www.aufzu.de/semi/halbleit.html oder
www.standardics.nxp.com/products/hef/
Literatur:
Zastrow, Dieter, Elektronik, Springer Vieweg Verlag
Tietze, Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, Springer Verlag
Horowitz, Hill, Die Hohe Schule der Elektronik bzw. The Art of Electronics
Skript zur Vorlesung MFB330 bzw. PHB340.
Anmerkungen
Halbleiter können durch eine falsche Beschaltung zerstört werden. Wenn Sie sich bei den Versuchsaufbauten bzgl. Ihrer Verdrahtung nicht sicher sind, lassen Sie sie vom Betreuer überprüfen!
________________________________________
V 14.01.2014
71
2/9
1 NMOS-Kennlinien, statische Messung
1.1 Übertragungskennlinie
Das Ziel dieses Versuchs ist die Messung der Übertragungskennlinie des Transistors. Bauen Sie die
untenstehende Schaltung auf. Bevor Sie damit beginnen, sollten Sie Folgendes beachten:

Vergewissern Sie sich, dass die Spannungsversorgung ausgeschaltet ist.

Ein sauberer Aufbau reduziert sowohl die Fehlerwahrscheinlichkeit als auch die Fehlersuchzeit.

Üblicherweise kennzeichnet die Farbe rot die positive Versorgung, blau die negative und schwarz
steht für die Masse. Halten Sie sich so weit wie möglich an diese Konventionen.

Die Spannungsanzeige am Netzgerät ist nicht genau genug, messen Sie die Spannung deshalb
mit einem Multimeter.
A
50
0V..15V
V
5V
Variieren Sie die Gatespannung in 0.5 V-Schritten von 0 V bis 2.5 V, in 0.1 V-Schritten von 2.5 V bis 4
V und in 1 V-Schritten von 2.5 V bis 15 V und messen Sie jeweils den zugehörigen Drainstrom:
UGS [V]
ID [mA]
UGS [V]
ID [mA]
UGS [V]
ID [mA]
UGS [V]
ID [mA]
Welche Arbeitsbereiche durchläuft der Transistor in welchem Spannungsbereich?
Spannungsbereich: …………………………………. Transistor in: ………………………………..
Notieren Sie den theoretischen Zusammenhang zwischen ID und UGS im Triodenbereich:
ID 
72
3/9
Stellen Sie die von Ihnen aufgenommene Übertragungskennlinie auf einem gesonderten Blatt in einem
Diagramm dar. Sie können die Daten beispielsweise in Excel graphisch darstellen, oder Sie benutzen
ein Mathematikprogramm (z.B. Matlab).
Entnehmen Sie Ihrem Diagramm die Schwellspannung und berechnen Sie den Vorfaktor Kn/p:
...........................................................................................................................Vorfaktor =
......................................................................................................... Schwellenspannung =
73
4/9
1.2 Mosfet als Schalter
Schalten Sie alle Spannungen aus, bauen Sie die nachfolgende Schaltung auf und lassen Sie sie vom
Betreuer überprüfen.
Oszilloskop
50
5V
Nun soll der Mosfet als Schalter mit möglichst geringem Widerstand Rdson verwendet werden. Auf welche Spannung müssen Sie die Gate-Source-Spannung einstellen (siehe Datenblatt)?
Gate-Source-Spannung....………………………………………………………………….UGS=
Stellen Sie nun den Funktionsgenerator auf eine Rechteckspannung von 100 Hz mit der Amplitude von
0 V bis zu der von Ihnen recherchierten Höhe ein und stellen Sie das Signal auf dem Oszilloskop dar.
Wie sollte der Spannungsabfall am Mosfet (qualitativ hoch/niedrig) sein, wenn der Mosfet
leitet:.………………….......………………………………………………………………….UDS=
sperrt:…………………....…………………………………………………………...……….UDS=
Messen Sie die Ein- und Ausschaltzeit des Mosfets mithilfe der Cursorfunktion (hierbei müssen Sie evtl.
die Triggerflanke ändern, um die andere Flanke untersuchen zu können):
tan....…………………………………………………………..……………………………….UGS=
taus....…………………………………………………………………………………….…….UGS=
Ersetzen Sie die Rechteckspannung durch eine Gleichspannung mit der gleichen Amplitude und ersetzen Sie den 50 Ohm Widerstand und die 5 V Spannungsquelle durch das Multimeter.
Messen Sie den Drain-Source Widerstand des Mosfets und vergleichen Sie ihn mit dem Wert aus dem
Datenblatt:
Datenblatt.....…………………………………………………..….………………….…… RDSon.=
Messung.....……………………………………………………………………….………. RDSon =
Der 20N60C3 Mosfet ist maximal mit einem Strom von 20 A belastbar. Berechnen Sie die Verlustleistung des Mosfets bei diesem Strom:
Verlustleistung………………………………………………………………….………… Pverlust =
Wie ist diese Verlustleistung im Vergleich zu einem Bipolartransistor zu werten?
……………………………………………………………………………………………………………………….
74
5/9
2 Klasse-D Verstärker
2.1 Operationsverstärker als Modulator
Schalten Sie alle Spannungsquellen aus, bauen Sie die untenstehende Schaltung auf und lassen Sie
sie vom Betreuer überprüfen!
Oszilloskop
5V
5V
uA741
100
Stellen Sie am ersten Funktionsgenerator eine Dreieckspannung von 1000 Hz ein, die von -1 V bis 1 V
reicht und am zweiten Funktionsgenerator eine Sinusspannung von 100 Hz, die von -0.8 V bis 0.8 V
reicht. Zeigen Sie das Ausgangsbild mit dem Oszilloskop. Es ist nicht möglich, dieses Bild zu triggern.
Daher müssen sie die Start/Stop-Taste des Oszilloskops nutzen, um ein Bild zu erhalten.
Benutzen Sie den USB-Stick (Anleitung auf der Laborkarte), um die Anzeige des Oszilloskops
auf dem Labordrucker auszudrucken.
Der Operationsverstärker arbeitet als Komparator.
Bei welcher Spannung erfolgt der Wechsel des Ausgangs?..........................................U =
Wenn Sie die Frequenz des Dreiecks verändern, können Sie fast ein stehendes Bild erzeugen und direkt
die Veränderung der Pulsbreite beobachten.
75
6/9
2.2 Totzeiterzeugung
Schalten Sie alle Spannungsquellen aus, bauen Sie die untenstehende Schaltung auf und lassen Sie
sie vom Betreuer überprüfen!
Oszilloskop
1k
15V
15V
1k
10k
100
BY255
67n
Wieso benötigt man bei der Ansteuerung einer H-Brücke eine Totzeit (Stichwort: Shoot-Trough)?
……………………………………………………………………………………………………………………….
Schalten Sie den Funktionsgenerator auf eine Rechteckspannung, die von 0 V bis 10 V. Dehnen Sie
die Zeitachse des Oszilloskops so, dass Sie die Verzögerung zwischen dem Eingang und dem Ausgang
gut ablesen können. Benutzen Sie den USB-Stick (Anleitung auf der Laborkarte), um die Anzeige
des Oszilloskops auf dem Labordrucker auszudrucken.
Welche Flanke wird verzögert? ..........................................................................................
Wie groß ist die gemessene Verzögerung? ................................................................... t =
Drehen Sie nun die Diode um:
Welche Flanke wird jetzt verzögert? ..................................................................................
Wie groß ist die gemessene Verzögerung? ................................................................... t =
76
7/9
2.3 Ansteuerung einer H-Brücke
Schalten Sie alle Spannungsquellen aus, lassen Sie sich den Klasse-D Verstärker von Ihrem Betreuer
geben und bauen Sie die Schaltung wie im Beiblatt auf (Externes Dreieck, Closed-Loop Betrieb). Erden
Sie sich (z.B.: einen Heizkörper anfassen), bevor Sie die Schaltung berühren, da eine statische Entladung den Logikteil der Schaltung zerstören könnte.
Zur Versorgung des Logikteils können Sie eines der Hameg-Netzteile nehmen, zur Versorgung des
Leistungsteils das Manson-Netzteil (den Betreuer fragen).
Verwenden Sie für die Kontaktstifte auf der Schaltung die 10x-Tastköpfe. Achten Sie darauf, das Oszilloskop auf die 10x-Spannungsverstärkung zu stellen.
Lassen Sie die Schaltung vom Betreuer überprüfen!
Schalten Sie nun auf dem Steckbrett so viele 100 Ohm Widerstände parallel, bis der Gesamtwiderstand
in etwa 8 Ohm erreicht. Messen Sie ihn mit dem Multimeter nach.
Lastwiderstand…………………………………………………………………………….RLast =
Verbinden Sie den Lastwiderstand mit den Lautsprecherklemmen.
Stellen Sie den Funktionsgenerator am Modulatoreingang auf eine Dreieckspannung von 200 kHz und
5Vpp und den Funktionsgenerator am Audioeingang auf eine Sinusspannung von 1 kHz und 1 Vpp. Überprüfen Sie Ihre Eingaben mit dem Oszilloskop, indem Sie die Koaxialstecker dort kurz anschließen.
Messen Sie nun die Ausgangsspannung des Verstärkers. Hierzu müssen Sie mithilfe der Mathematikfunktion des Oszilloskops die beiden Ausgangskanäle voneinander subtrahieren (es kann sein, dass
Sie das Drehpotentiometer erst etwas in die Nähe der Min-Markierung verdrehen müssen, bis Sie ein
sauberes Ausgangssignal erhalten).
Ausgangsspannung………………………………………………..………………………...Uout=
Stellen Sie die Ausgangsspannung nun mithilfe des Drehpotentiometers auf 5 Vpp ein.
Messen Sie nun die Gate-Spannungen der High- und Lowside Mosfets.
Achten Sie hierbei darauf, dass Sie wieder mit der Start/Stop-Taste das Bild des Oszilloskops anhalten
müssen.
Highside……………………………………………………………………………...………UGate=
Lowside………………………………………………………………………………...…… UGate=
Warum ist die Spannung des Highside-Gates höher?
…………………………………………………………………………………………………………………….
Messen Sie nun die Gate-Source-Spannung der High- und Lowside Mosfets:
Highside………………….…………………………………………………………...………UGS=
Lowside…………………….…………………………………………………………...…… UGS=
77
8/9
2.4 Wirkungsgrad eines Klasse-D Verstärkers
Messen Sie nun wieder die Ausgangsspannung des Verstärkers.
Nutzen Sie das Drehpotentiometer, um die Ausgangsspannung des Verstärkers zu erhöhen. Drehen
Sie es soweit (gegen den Uhrzeigersinn), bis Sie Clipping (das Abschneiden der Spitzen des Sinus)
erkennen können.
Benutzen Sie den USB-Stick (Anleitung auf der Laborkarte), um die Anzeige des Oszilloskops
auf dem Labordrucker auszudrucken.
Drehen Sie das Potentiometer wieder so weit zurück, bis das Ausgangssignal wieder ein Sinus ist.
Ausgangsspannung………………………………………………………………………...Uout=
Messen Sie die Versorgungsspannungen und -ströme der Schaltung (Anzeigen der Netzteile sind ausreichend genau) und berechnen Sie die Versorgungsleistung:
Aufgenommene Leistung………………………………………………………….………...Pin=
Berechnen Sie aus der Ausgangsspannung und dem Lastwiderstand die Ausgangsleistung des Verstärkers:
Ausgangsleistung………………………………………………………………….………...Pin=
Berechnen Sie hieraus den Wirkungsgrad des Verstärkers und vergleichen Sie ihn mit den anderen
Verstärker-Topologien Klasse-A und -AB (Hinweis: Die Leistung lässt sich aus dem Effektivwert der
Ausgangsspannung und dem Wert des Lastwiderstands errechnen):
Berechneter Wirkungsgrad……………….……………………………………….……….. ηD =
Typischer Wirkungsgrad Klasse A………….………………………………...….………... ηA =
Typischer Wirkungsgrad Klasse AB…………..………………………………..……….....ηAB=
2.5 Klasse-D Verstärker als Audioverstärker
Ersetzen Sie nun den Lastwiderstand durch einen Visaton-Lautsprecher und nutzen Sie das Koax- auf
Klinke-Adapterkabel, um eine Audioquelle (z.B.: Ihr Smartphone) anzuschließen.
Sie können nun mit dem Verstärker Musik hören. Die Lautstärke lässt sich entweder durch das Drehpotentiometer oder durch den Ausgangpegel der Audioquelle regulieren.
78
Lowside
Gate
79
Bootstrapping
Spannung
Vor- und Nach-Totzeit
Modulatorausgänge
Auswahl:
internes/externes
Dreieck (hier extern)
Lautsprecheranschluss
mit Tiefpass
Lautsprecheranschluss
ohne Tiefpass
Highside
Gate
Dreieck-Eingang
Audio-Eingang
(Klinkenadapter benutzen)
Jumper invertieren für
Open- oder Closed-Loop
Betrieb (hier Closed-Loop)
15V Masse
+15V
5V Masse
-5V
+5V
+15V
-5V
15V
5V
5V
15V Masse
5V
Masse
+5V
Klasse-D Verstärker Anschlussplan
9/9
15V Masse und 5V Masse
an den Netzteilen verbinden
8.8
Datenblätter
Aufgrund des Umfangs befinden sich alle Datenblätter auf der beigefügten DVD.
80
8.9
Selbstständigkeitserklärung
Erklärung
Hiermit erkläre ich gemäß §35 Abs. 7 der Rahmenprüfungsordnung für Fachhochschulen in
Bayern, dass die vorliegende Arbeit mit dem Titel
Entwicklung und Aufbau eines Closed-Loop-Spread-Spectrum-Klasse-DAudioverstärker-Demonstrators
selbständig verfasst, noch nicht anderweitig für Prüfungszwecke vorgelegt, keine anderen
als die angegebenen Quellen oder Hilfsmittel benutzt sowie wörtliche und sinngemäße Zitate als solche gekennzeichnet habe.
Ort, Datum
Unterschrift
81

Entwicklung und Aufbau eines Closed-Loop-Spread

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