LNA 1.Teil

Transcription

LNA 1.Teil

CMOS
Low-Noise-Amplifier (LNA)
Störer
"Interferers"
gewünschter
Kanal
LNA
BPF
f1 f2
f1 f2
f
2f1-f2
Roland Pfeiffer
11. Vorlesung
f
2f2-f1
Design eines LNAs
Ihr Chef stellt Ihnen die Aufgabe, eine Low-Noise-Amplifier (LNA) als
erste Stufe im Empfängerpfad zu designen.
Ihre Aufgabe:
-Rauschen, Zweitor-Rauschtheorie
-Aufgaben des LNA
-Meßgrößen des LNA
-verschiedene LNA-Architekturen
aus Veröffentlichungen
 Design eines LNAs
Aufgaben eines LNAs
Der LNA steht als 1. Stufe des Hochfrequenz-Empfängers dar.
LOSignalerzeug.
TX/RX
Station
Verstärker
LNA
Down-conv.
Mixer
zu RX DSP
Sender
PA
Up-conv.
Mixer
von TX DSP
LOSignalerzeug.
Aufgaben und Meßgrößen eines LNAs
LNA als 1. Stufe des Hochfrequenz-Empfängers soll
 das Signal genügend verstärken, um das Rauschen nachfolgender
Stufen (z.B. Mixer) vernachlässigbar zu machen
Meßgröße: power gain oder voltage gain
Rauschfaktor bei Kaskadierung von Stufen (Frijs Formel):
F1, G1
FGesamt ?
FGesamt
F2, G2
F2  1 F3  1
 F1 

 ...
G1
G1  G2
LNA
F3, G3
mit G Leistungsverstärkung
Problem: Dynamikbereich des zu empfangenden Signals
Station
wünschenswert: einstellbare Verstärkung („Variable Gain Amplifier“ VGA)
VGA
A
VGA
Verstärker
LNA
f

selbst minimal rauschen (Name Low-Noise-Amplifier !)
Meßgröße: Noise factor, Noise figure
Aufgaben eines LNAs
Aufgabe: Was für ein Frequenzverhalten wäre für den Low-Noise Amplifier
wünschenswert ?
Antwort: ??
Station
LOSignalerzeug.
RX
TX
Verstärker
LNA
Down-conv.
Mixer
zu RX
DSP
Sender
PA
Up-conv.
Mixer
von TX
DSP
LOSignalerzeug.
Aufgaben eines LNAs
Aufgabe: Was für ein Frequenzverhalten wäre für den Low-Noise Amplifier
wünschenswert ?
Antwort: LNA nur RX-Frequenzbereich verstärken, thermisches Rauschen
frequenzmäßig gleich verteilt  Bandpaßverhalten des LNA !!
Station
Schmalbandverstärker
(Narrowband amplifier)
Bandpaß LNA
RX
TX
Sender
PA
LOSignalerzeug.
Down-conv.
Mixer
zu RX
DSP
Up-conv.
Mixer
von TX
DSP
LOSignalerzeug.
Zweitor-Rauschtheorie
Meßgröße: Rauschfaktor („Noise factor“) F:
F
„Noise figure“ NF
gesamte Ausgangsrauschleistung
Ausgangsrauschleistung
NF  10  log( F )
verursacht durch Eingangsrauschleistung
YS
rauschendes
Zweitor
Ausgang
2
IS
Eingang
damit:
Maß für den Einfluß des Zweitores (=Vierpoles) auf das Rauschen
Zusammenfassung der Zweitor-Rauschtheorie
klassische Zweitor-Rauschtheorie:
- rauschender Zweitor  rauschfreies Zweitor + 2 Rauschquellen
- Rauschquellen  komplexer Rauschwiderstand/Rauschleitwert
- Abhängigkeit Quell-Leitwert Ys auf Rauschleistung
F
RN
YOPT
YS
YC
GU
YS
YOPT
 optimales Ys: YOPT für niedrigste Rauschleistung
aber bei LNA: Ys = 1/50 =0,02 S !!
rauschfreies
Zweitor
LNA-Design mit Zweitor-Rauschtheorie
LNA-Design mit Zweitor-Rauschtheorie:
aber bei LNA: Ys = 1/50 =0,02 S !!
RN
Ys = 1/50
YS
YC
GU
rauschfreies
Zweitor
Veränderung des komplexen Rauschwiderstands/Rauschleitwerts
durch W/L-Änderung und Bias-Änderung
aber: bei reiner Rauschanpassung: W/L zu groß, zu großer Strombedarf
Rauschanpassung mit Berücksichtigung der Leistungsaufnahme
 W/L und Bias-Werte für endgültiges Design der LNA




geringe Leistungsaufnahme aufweisen (insbesondere bei
batteriebetriebenen Geräten wie Handys)
einen Eingangswiderstand von 50 Ohm haben
Aufgaben eines LNAs
LNA als 1. Stufe des Hochfrequenz-Empfängers:
Leistungsanpassung am Eingang
Station
SAW-Filter Eingangsoff-chip
widerstand
50 
LNA = 50 
RX
Antenne
=
50 
TX
LOSignalerzeug.
Verstärker
LNA
Down-conv.
Mixer
zu RX DSP
Sender
PA
Up-conv.
Mixer
von TX DSP
LOSignalerzeug.





eine weiten “input dynamic range“ aufweisen, d.h. gute Linearität
und „Trennschärfe“ besitzen
Meßgröße: 1dB-compression point, third-order intercept point
Linearität eines LNAs
Linearität:
Ausgangssignal = k1·Eingangssignal
Nichtlinearität: Ausgangssignal = k1·Eingangssignal +
k2·Eingangssignal2+
k3·Eingangssignal3+......
Ausgangsleistung (dBm)
Meßgröße: „1dB compression point“:
compressed
linear
Eingangsleistung (dBm)
Ursache für begrenzte Linearität: Nichtlinearitäten zum Beispiel in der
Transistorkennlinie
Linearität eines LNAs
compressed
falsch
linear
Ausgangsleistung(dBm)/
Eingangsleitung (dBm)
=
Leistungsverstärkung(dB)

Leistungsverstärkung
(dB)
„1dB compression point“: Angabe der Eingangsleistung, bei der die
Leistungsverstärkung um 1dB abgesunken ist gegenüber der
Kleinsignalleistungsverstärkung (Verstärkung in der „linear region“)
kennzeichnet die Linearität eines Verstärkers
„je höher der Wert, desto besser ist die Linearität“
1 dB
1 dB
compression
point
Trennschärfe eines LNAs
Trennschärfe: der Verstärker soll ein schwaches Signal auch dann linear
verstärken, wenn zwei starke Signale mit ungefähr derselben Frequenz
vorhanden ist (sonst: „blocking“, „cross-modulation“).
RX Duplexer
gewünschter
Kanal
LNA
BPF
RX
Band
f
RX
Band
Achtung:
nur „out-of-band“, nicht aber „in-band“, aber „out-of-channel“ werden
durch den RX-Duplexer unterdrückt 
wichtig für LNA !!
f
Störer
"Interferers"
gewünschter
Kanal
LNA
BPF
f1 f2
f1 f2
f
2f1-f2
f
2f2-f1
Ursache für begrenzte Trennschärfe: Nichtlinearitäten zum Beispiel in der
Transistorkennlinie
Meßgröße: „Input-referred third-order intercept point (IIP3)“
Einführung zu Meßbedingungen:

LNA
PAC,IN
PAC,OUT
Ausgangssignal darstellbar als (schwache Nichtlinearität)
PAC ,OUT ( PAC , IN )  k1  PAC , IN  k2  PAC , IN  k3  PAC , IN  ...
2
Linearität
3
Nichtlinearität
k1, k2,k3... abhängig vom Verstärker

AC-Eingangssignal:
PAC , IN  A  cos(2    f  t )
PIN
f
f
PAC , IN  A  cos(2    f  t )
LNA
PAC,IN
PAC,OUT
PAC ,OUT ( PAC , IN )  k1  PAC , IN  k2  PAC , IN 2  k3  PAC , IN 3 ...
Beachte Rechenregeln für Sinusfunktionen z.Bsp.
cos2  2    f  t  = 1/ 2  (1+ cos(2  2    f  t ))
„Harmonische 2. und 3. Ordung“ P
OUT
PAC , IN 2
PAC , IN 3
(Hochzahl PIN,AC=Harmonische)
f
2·f
3·f
f
Meßbedingungen IIP3:

P
Schmalbandverstärker
(LNA kombiniert mit Bandpaß)
f

Ausgangssignal darstellbar als (schwache Nichtlinearität)
PAC ,OUT ( PAC , IN )  k1  PAC , IN  k2  PAC , IN  k3  PAC , IN  ...
2

3
2 Signale gleicher Amplitude annähernd gleicher Frequenz
 AC-Eingangssignal (Meßsignal):
PIN
cos2    f1  t   
PAC , IN  A  



cos
2



f

t
2


mit f1  f 2
f1 f2
f
LNA
PAC,IN
Meßdurchführung:

PAC , IN  A  cos 2    f1  t   cos 2    f 2  t 

PAC,OUT
mit f1  f 2
PAC ,OUT ( PAC , IN )  k1  PAC , IN  k2  PAC , IN 2  k3  PAC , IN 3 ...
und Rechenregeln für Sinusfunktionen 
welche Signalanteile tauchen im Ausgangssignal des
Schmalbandverstärkers auf ??
POUT
??
f
POUT
Messung IIMP3:
??
Frage: welche Signalanteile tauchen im Ausgangssignal des Schmalbandverstärkers auf ?
Grundwelle
f1
f1 f2
f2
f
2·f1-f2 2·f2-f1
Harmonische 2.Ordung
2  f1 2  f 2
Harmonische 3.Ordnung
3  f1 3  f 2
Differenztöne 2. Ordnung
f1  f 2
f1  f 2
Differenztöne 3.Ordnung
2  f1  f 2
2  f 2  f1
2  f1  f 2
2  f 2  f1
Störer
"Interferers"
gewünschter
Kanal
LNA
BPF
f1 f2
f1 f2
f
2f1-f2
f
2f2-f1
Ursache für begrenzte Trennschärfe: Nichtlinearitäten zum Beispiel in der
Transistorkennlinie
Meßgröße: „Input-referred third-order intercept point (IIP3)“
POUT
(2·f1- f2)
(2·f2- f1)
f 1 f2
f

Messung IIP3
IP3
OIP3
IIP3
Bemerkungen zu Eingangs-/Ausgangsleistungs-Diagramm:
- dB-Darstellung: dreifache Steigung der Differenztöne 3. Ordnung
gegenüber Grundwelle  erzwungener Schnittpunkt !!
- aus Messungen extrapoliert
- Wahl von f1 willkürlich (f2 dasselbe Ergebnis aufgrund Symmetrie)
Nutzbarer Bereich eines LNAs
Der Verstärker soll im nutzbaren Bereich linear verstärken
untere Grenze: Ausgangsrauschleistung
obere Grenze: durch Verzerrungen (Linearität, Trennschärfe) bedingt
Meßgröße: „spurios-free dynamic range“ (spurious=unerwünscht)
Nutzbarer Bereich eines LNAs
Größter nutzbarer Bereich:
„Spurious-free
dynamic
range”
IP3
Ausgangsrauschleistung (dBm)
kennzeichnet den nutzbaren Bereich eines Verstärkers
„je größer der Wert, desto besser ist der nutzbare Bereich“






eine Rückwärts-Isolation aufweisen
Meßgröße: S12
Aufgaben eines LNAs
Isolation zwischen den Eingang sowie dem Ausgang des LNA im
Rückwärtsbetrieb
ein starkes LO-Signal kann bei ungenügender
LO/RF-Isolation im Mixer und ungenügender LNARückwärts-Isolation über die Antenne abstrahlen
LNA
LO-Signal






Meßgröße: S12
Design eines LNAs
Ihre Aufgabe:
-Aufgaben des LNA





Meßgröße: S12
zunächst betrachtet !!
Schaltungen für LNAs
zunächst nur betrachtet:
ZIN = 50  (Leistungsanpassung am Eingang) bei geringem Rauschen
Architekturen
 „R-Termination amplifier“
 „Shunt-Series Feedback amplifier“
 „Common-gate amplifier“
 „L-Degeneration amplifier“
R-Termination amplifier
R-Termination amplifier :
durch den Widerstand R1 = 50 Ohm wird ZIN = 50 Ohm
Z IN
RL
V OUT
50Ω
MN
VS
RS
R1
Aufgabe:
Wieso ist dieser „R-Termination amplifier“ für LNAs nur bedingt
geeignet ?
R-Termination amplifier
R-Termination amplifier :
durch den Widerstand R1 = 50 Ohm wird ZIN = 50 Ohm
Z IN
RL
V OUT
50Ω
MN
VS
RS
R1
Antwort:
- Eingangsspannungsteiler  nur die Hälfte des Signal wird
verstärkt! (-3dB Leistung am Gate)
- zusätzliche Rauschquelle R1 im Signalpfad
- Breitbandverstärker („broad-band amplifier“)
Shunt-Series Feedback amplifier
Shunt-Series Feedback amplifier :
durch eine Kombination von Serienrückkopplung durch R1 und
Parallelrückkopplung durch R2 wird ZIN =R2/(1+RL/R1) = 50 Ohm
Z IN
R2
RL
VOUT
50Ω
MN
VS
RS
R1
aber:
- zusätzliche Rauschquelle durch die Widerstände im Signalpfad!
- Breitbandverstärker („broad-band amplifier“)
Common-gate amplifier
Common-gate amplifier:
Eingangswiderstand an Source ?
RL
Z IN
V OUT
50Ω
M
S
VS
RS
=
D
VBias
Common-gate amplifier:
Eingangswiderstand an Source ?
RL
Z IN
VOUT
50Ω
MN
S
VS
RS
=
G
D
+
VGS
_
g mVGS
D
VBias
S
Z IN
VIN
VIN
1



I IN g M VIN g M
ro
Common-gate amplifier („1/gM amplifier“):
durch die Common-Gate-Struktur wird ZIN =1/gM = 50 Ohm
RL
Z IN
50Ω
VS
RS
VOUT
MN
=
VBias
aber:
durch parasitäre Cs findet eine Parallelschaltung zu ZIN statt !!
Abhilfe ??
Common-gate amplifier („1/gM amplifier“):
durch die Common-Gate-Struktur wird ZIN =1/gM = 50 Ohm
Z IN
RL
Z IN
50Ω
VOUT
MN
RS
VS
=
VBias
fResonanz
f
Einfügen einer Spule: Schwingkreis um die empfangene Frequenz 
Einfluß der Cs durch Parallelresonanz ausgeblendet
Schmalband-Verstärker („narrow-band amplifier“)
L-Degeneration amplifier
L-Degeneration amplifier:
nur durch die LG und LS wird ZIN = 50 Ohm erzeugt !!
RL
Z IN
50Ω
VOUT
LG
MN
VS
RS
LS
Vorteil:
- L und C: keine zusätzliche Rauschquelle im Signalpfad!
I OUT  g M U GS 
I OUT
Z IN
50Ω
ZIN = ?
VS
I IN
R S VIN
LG
MN
CGS
1
g M  I IN 
s  CGS
LS

 1 
1
 
VIN  s  LG  I IN 
 I IN  s  LS   I IN  g M  I IN  

s  CGS
s

C
GS




VIN
LS
1
ZIN 

 s  L G  s  LS  g M 
I IN s  CGS
CGS
mit s  j  
Reso n an z
Sch m alb an d ver st är ker
50 
ZIN = 50 Ohm
1.Bedingung
2.Bedingung
LS
gM 
 50 Ohm
CGS
1
 sR  LG  LS 
sR  CGS
mit sR  j   R  j  1 LG  LS   CGS 
2. Bedingung: nur für eine Frequenz (Resonanzfrequenz des
Eingangskreises=Betriebsfrequenz) erfüllbar
 Schmalbandverstärker („narrow-band amplifier“) !!
„effektive Steilheit Gmeff“
Gmeff
VS
IS 
Z IN *
I OUT
Gmeff
IS
I OUT

VS
I OUT
Z IN
*
50Ω
MN
RS
VS
1
VS
1
 IS 
 gM 
 gM
* 
s  CGS
Z IN s  CGS
I OUT

VS
LG
CGS
LS




1 
gM



1
L
s  CGS 
s   LG  LS  
 g M  S  RS 
s  CGS
CGS


„effektive Steilheit Gmeff“ an der Resonanzfrequenz:
Gmeff
I OUT

VS



1 
gM



1
L
sR  CGS 
sR   LG  LS  
 g M  S  RS 
sR  CGS
CGS


Resonanz

gM


LS
s R  CGS   g M 
 RS 
CGS


mit Grenzfrequenz des MOS-Transistors und Resonzfrequenz
gM
T =
CGS
R = 1/LG  LS  CGS 
Gmeff 
T
R  T  LS  RS 
abhängig von T / R und damit von der Technologie !!!
RL
Z IN
50Ω
Ziel: Dimensionierung von MOS-Transistor
VS
RS
bisher Leistungsanpassung ZIN =50 Ohm 
Gmeff 
T
R  T  LS  RS 
aus dieser Formel können keine Dimensionierungkritierien
(zum Beispiel W/L) für den MOS-Transistor abgeleitet werden !!
jetzt: Rauschanpassung !!
VOUT
LG
MN
LS
Rauschanpassung L-Degeneration amplifier
damit minimaler Rauschfaktores Fmin
FMIN
2 T
2
 1

     1  c 
5 R
abhängig von T / R und damit von der Technologie !!!
minimaler Rauschfaktor Fmin über T / R (Annahme: =2, =4):
FMIN
2 T
2
 1

     1  c 
5 R
T
R
FMIN
20
15
1,122
1,148
0,5
0,6
10
5
1,230
1,445
0,9
1,6
NFMIN (dB)
RN
„Reinen“ Rauschanpassung:
Ys = 1/50
Methode:
YOPTCGS  W/L von MOS-Transistor
YS YC GU
rauschfreies
Zweitor
aber:
Dimensionierung von MOS-Transistor W/L  10000 (technologie- und
spannungsabhängig)  hoher Ruhestrombedarf !!
widerspricht Forderung nach
geringer Leistungsaufnahme !
 Rauschanpassung unter Berücksichtigung der Leistungsaufnahme
Betrieb nur im Bereich der Resonanzfrequenz des Eingangskreises:
RL
50Ω
VOUT
LG
MN
VS
RS
CL
LS
Rauschen durch Widerstand RL!!
Aufgabe: Was tun Sie gegen das Rauschen des Widerstandes RL ?
Antwort: ??
RL
50Ω
VOUT
LG
MN
VS
RS
CL
LS
Rauschen durch Widerstand RL!!
Aufgabe: Was tun Sie gegen das Rauschen des Widerstandes RL ?
Antwort: Einfügen eines Schwingkreises im Ausgangskreis
LD
50Ω
VOUT
LG
MN
VS
RS
CL
LS
zusätzlich Ausgangskreis:
Resonanz  LD  CL






Meßgröße: S12
schlechte „Isolation“ („Rückwirkungsfreiheit“) des Verstärkers über CGD !!
LD
50Ω
VOUT
LG
MN
VS
RS
CL
LNA
LS
LO-Signal
Aufgabe: Abhilfe ??
schlechte „Isolation“ („Rückwirkungsfreiheit“) des Verstärkers
 Kaskodierung „common-gate zusätzlich“
LD
V OUT
M2
50Ω
LG
M1
VBias =
VS
CL
RS
LS
Nachteil: Versorgungsspannungsbedarf !
schlechte „Isolation“ („Rückwirkungsfreiheit“) des Verstärkers
 Kaskodierung „common-gate zusätzlich“
LD
VOUT
M2
50Ω
LG
M1
VBias =
VS
RS
Nachteil: Versorgungsspannungsbedarf !
LS
CL
Zusammenfassung


verschiedene Schaltungen für LNAs:
 „R-Termination amplifier“
 „Shunt-Series Feedback amplifier“
 „Common-gate amplifier“
 „L-Degeneration amplifier“
Optimierung einer Schaltung „L-Degeneration amplifier“
Serienschwingkreis
„effektive Steilheit Gmeff“
Gmeff
VS
IS 
Z IN *
I OUT
Gmeff
IS
I OUT

VS
I OUT
Z IN
*
50Ω
MN
RS
VS
1
VS
1
 IS 
 gM 
 gM
* 
s  CGS
Z IN s  CGS
I OUT

VS
LG
CGS
LS




1 
gM



1
L
s  CGS 
s   LG  LS  
 g M  S  RS 
s  CGS
CGS


Andere Betrachtung: Eingangskreis als „RLC-Serienschaltung“
RS + g M
IS
VS
LS
C GS
L G+ L S
C GS
R

L
VL
C
VC
V Test
mit VC= UGS Steuergröße des MOS-Transistors
R
Wiederholung RLC-Serienschaltung:
V Test
L VL
C VC
Güte Q=gespeicherte Energie/durchschnittlich verbrauchte Energie
C als Energiespeicher:
|ZC | |1  j    C |
Q=
=
R
R
bei Resonanzfrequenz:
VC = Q  VTest
L als Energiespeicher:
|ZL | | j    L|
Q=
=
R
R
R = 1 L  C
VL = Q  VTest
„RLC-Serienschaltung“
RS + g M
IS
R
L
VL
V Test
C
VS
LS
C GS
L G+ L S
C GS
VC
Gmeff
I OUT

 Q  g M !!!!
VS
je höher die Güte Q, desto höher die „effektive Steilheit“
bei der Resonanzfrequenz, desto besser die Verstärkung !!!
Q der RLC-Serienschaltung=Funktion von Q(R), Q(L) und Q(C) !!
Q(R):
Q(C):
Q(L):
chipextern !
Teil der MOS-Transistors !!
beeinflußbar !!
Überblick über „on-chip“ Spulen
Möglichkeiten zur Integration von Spulen:
1. Bonddrähte:
L=1-5 nH, Q bei 2 GHz: 20-40
Nachteil: Pad-Parasitäten
2. „on-chip“ Spulen:
aktive Spulen
passive Spulen
On-chip Spulen
aktive on-chip Spulen:
Prinzip: Spule wird nachgebildet durch einen Gyrator und eine Kapazität
L

IS
I OUT
Z IN
*
50Ω
LG
MN
Gyrator
RS
C
VS
CGS
Nachteil: Gyrator (MOS-Schaltung)  aktive Bauelemente in den
Signalpfad gebracht  niedriges Q
LS
On-chip Spulen
passive on-chip Spulen:
Prinzip: Spule wird gebildet durch rechteckige oder hexagonale
Strukturen in Metall-Ebenen
Nachteil: parasitäre Elemente  niedriges Q
On-chip Spulen
Parasitäre Elemente von passiven on-chip Spulen:
- Leitungs-Widerstand
- Substrat-Kapazitäten
Gegenmaßnahme:
- durch Magnetismus:
„Eddy“-Ströme (Wirbelströme)
im Substrat
On-chip Spulen
Simulation von passiven on-chip Spulen
unter anderem: TU Athen „SISP“, Berkeley: „Asitics“
Prinzip:
Eingabe der geometrischen Maße der Spule, dann Finite-Elemente
Modell, dann Kompakt-Modell für Spice etc., Berechnung von L, Q
On-chip Spulen
außerdem: hoher Platzbedarf der passiven „on-chip“ Spulen:
Schaltung
Zusammenfassung passive on-chip Spulen
Prinzip:
Spule wird gebildet durch rechteckige oder hexagonale Strukturen in
Metall-Ebenen
Parasitäre Elemente:
-Leitung-Widerstand
-Substrat-Kapazität
-Eddy-Ströme
-hoher Platzbedarf
trotzdem verwendet, da Eigenschaften ausreichend für MobilfunkAnwendungen und keine Pad-Parasitäten
 L=1-10 nH, Q bei 2 GHz: 4-8 !!
Veröffentlichung LNA



-„L-Degeneration amplifier“: andere Betrachtungsweise


Zusammenfassung

Literaturhinweise
L-Degeneration amplifier in CMOS:
F. Gatta et al. „A 2-dB Noise Figure 900-MHz Differential CMOS LNA“
Journal of Solid-State Circuits, Oktober 2001
„Balun“
RS
LG
LG
W/L
W/L
L
S
L
S
I
differentiell aufgebaut wegen Versorgungsspannungempfindlichkeit
Transitfrequenz Sättigung:
3  N  U GS  U TN  I DS
2    fT  T  
 2
2
2
L
L
Verdopplung
Annahme
des Stroms
fT PMOS=
W/2,fT*
LG
LG
W, fT
IDS
L
S
2 IDS
W,fT*>fT
L S*
fT NMOS
LG
IDS
IDS
W/2,fT*
LG
IDS
2L *S
2L*
S
2L S*
IDS
Verwendung von PMOS zum Stromsparen („current re-use“)
2L S*
PMOS
NMOS
W/L-Verhältnisse über NF
Optimales NF: PMOS 350 µm, NMOS 230 µm
Noise Figure und Verstärkung (S21)
IIP3-Punkt
Chip-Photo
Prinzip LNA
Spannung VS  Drain-Strom  Spannung Vout
über Gm,eff
über Zout
LD
Zout
V OUT
M2
50Ω
LG
M1
VBias =
VS
Down-conv.
Mixer
mit
Spannungeingang
CL
RS
LS
besser für Linearität:
so wenig Spannung/Strom und Strom/Spannung Umwandlung
wie möglich !!
Prinzip Transceiver ohne SAW-Filter?
besser für Linearität:
so wenig Spannung/Strom und Strom/Spannung Umwandlung
wie möglich !!
Prinzip LNTA (Transconductance) "Gm-Amplifier"
Spannung VS  Drain-Strom
über Gm,eff
LD
M2
50Ω
LG
VS
RS
eine Umwandlung gespart
wie möglich !!
CK
Koppel-C
M1
VBias =
I OUT
LS
Down-conv.
Mixer
mit Stromeingang
Prinzip LNTA (Transconductance) "Gm-Amplifier"
Down-conv.
Mixer
mit Stromeingang
eine Umwandlung gespart
wie möglich !!
Design eines LNAs
Ihre Aufgabe:
-Aufgaben des LNA
Zusammenfassung



-„L-Degeneration amplifier“: andere Betrachtungsweise


Zusammenfassung

Literaturhinweise
Literaturhinweise


Bücher:
-T.H.Lee, „The design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits“,
Cambridge University Press, 1998, ISBN 0-521-63922
-B. Razavi, „RF Microelectronics“, Prentice Hall 1998, ISBN0-13887571-5
Veröffentlichungen:
-D.K. Shaeffer, T.H.Lee, „A 1.5-V, 1.5 GHz CMOS Low Noise Amplifier“,
IEEE Journal of Solid-State Circuits (JSSC), May 1997, S. 745-759
-A.N. Karanicolas, „A 2.7-V, 900 MHz CMOS LNA and Mixer“, JSSC,
December 1996, S. 1939-1944
-A. Rofougaran et al., „A 1 GHz CMOS RF Front-End IC for a DirectConversion Wireless Receiver“, JSSC, July 1996, S. 880-889
-Darabi, H. et. al., „Highly Integrated and Tunable RF Front Ends for
Reconfigurable Multiband Transceivers: A Tutorial“, IEEE Transactions on
Circuits and Systems I: Regular Papers, September 2011,
S. 2038 - 2050

LNA 1.Teil

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