la compatibilità elettromagnetica utilizzo di simulatori numerici

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LA COMPATIBILITÀ ELETTROMAGNETICA
di Vincenzo Matera
pag. 18
UTILIZZO DI SIMULATORI
NUMERICI PER LA SOLUZIONE
DI PROBLEMI DI
COMPATIBILITÀ
ELETTROMAGNETICA
di Spartaco Caniggia
ed Edoardo Genovese
P R O G E T TA R E - D I R I G E R E - C O S T R U I R E - C O L L A U D A R E
5/2013
LA COMPATIBILITÀ
ELETTROMAGNETICA
articolo degli autori Caniggia e Genovese che pubblichiamo su questo numero conclude il dossier dedicato alla compatibilità elettromagnetica “EMC”, ovvero alle interferenze elettromagnetiche (EMI) sulle apparecchiature elettriche, gli impianti fissi e a l'automotive.
Auspicando di aver perseguito gli obiettivi di questo dossier, cioè di approfondire e diffondere le conoscenze
su un argomento forse ancora poco dibattuto ma che tocca svariati ambiti - dalla vita quotidiana, al settore industriale e alle applicazioni automotive, solo per citarne alcuni - rivolgo un ringraziamento agli autori per la preziosa collaborazione e a voi lettori per averci seguito nell’itinerante racconto.
Questo affascinante argomento sarà nuovamente discusso se perverranno in redazione vostre eventuali segnalazioni o se ci saranno interessanti novità.
ELENCO ARTICOLI TRATTATI NEL DOSSIER
“LA COMPATIBILITÀ ELETTROMAGNETICA”
N.
Titolo
Autore
3/2013
La compatibilità elettromagnetica - Presentazione
Vincenzo Matera
3/2013
La compatibilità elettromagnetica vista da un utente
Federico Bernardi
3/2013
Azionamenti elettrici e compatibilità elettromagnetica
Sergio Vellante
3/2013
L’approccio universitario in tema EMC
G. Guido Gentili
e Sergio Pignari
4/2013
La compatibilità elettromagnetica - Presentazione
(2a parte)
Vincenzo Matera
4/2013
Stato dell’arte e prospettive della ricerca applicata
in tema EMC sulle apparecchiature elettriche/
elettroniche
Franco Mela
e Alessandro Zuccato
4/2013
Applicazione delle prescrizioni della Direttiva
2004/108/CE (EMC) alle apparecchiature e agli
impianti fissi. I criteri e le misure pratiche da adottare
per ottenere la conformità ai requisiti di compatibilità
elettromagnetica
Vincenzo La Fragola
5/2013
La compatibilità elettromagnetica - Presentazione
(3a parte)
Vincenzo Matera
5/2013
L’evoluzione delle camere anecoiche e semianecoiche
e del materiale assorbente RF
Traduzione a cura di Domenico Festa
Friedrich-Wilhelm
Trautnitz
5/2013
Aspetti di compatibilità elettromagnetica nelle
applicazioni automotive
Walter Savio
6/2013
La compatibilità elettromagnetica - Presentazione
(4a parte)
Vincenzo Matera
6/2013
Utilizzo di simulatori numerici per la soluzione
di problemi di compatibilità elettromagnetica
Spartaco Caniggia
ed Edoardo Genovese
Vincenzo Matera
(Libero professionista e segretario CT 44 presso il CEI in qualità
di rappresentante del Collegio dei Periti Industriali
e dei Periti Industriali Laureati delle province di Milano e Lodi)
P R O G E T TA R E - D I R I G E R E - C O S T R U I R E - C O L L A U D A R E
6/2013
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UTILIZZO
DI SIMULATORI
NUMERICI
PER LA SOLUZIONE
DI PROBLEMI
DI COMPATIBILITÀ
ELETTROMAGNETICA
DI S PARTACO C ANIGGIA * ED E DOARDO G ENOVESE **
Approfondire il metodo di prova
con l’ausilio di adeguati strumenti
di calcolo ci agevola già in fase
di progettazione e ci accompagna
sino ai test finali per ricercare
i meccanismi di interferenza
e quantificare le regole di progetto
18
P R O G E T TA R E - D I R I G E R E - C O S T R U I R E - C O L L A U D A R E
6/2013
ntroduzione
Con Compatibilità Elettromagnetica (EMC) s’intende
l’abilità di un apparato/sistema a funzionare in modo
soddisfacente nel suo ambiente elettromagnetico senza
causare disturbi non tollerati. La EMC è regolata da
normative che prevedono prove di emissione e immunità.
Nell’Unione europea chi immette un apparato/sistema
nel mercato deve sottoporre il prodotto a tutta una serie
di prove regolate da norme armonizzate.
Con la nuova Direttiva EMC[1] si possono seguire tre metodologie: eseguire tutte le misure, eseguire misure parziali e analisi tecnica, eseguire solo un’analisi tecnica
dettagliata. Per la seconda e terza metodologia è importante disporre degli strumenti di calcolo che permettono,
mediante opportuni modelli, di predire le interferenze
elettromagnetiche relative all’apparato o parti di esso in
esame.
Una volta verificata l’accuratezza del modello mediante
confronto con dati sperimentali o con altri metodi di
calcolo, si possono portare, in veste di prova di conformità
del prodotto, i valori calcolati in riferimento ai limiti imposti dalla normativa. Gli strumenti di calcolo a disposizione di un utilizzatore si dividono in tre categorie:
• programmi basati su espressioni matematiche come
MathCad o MatLab;
• programmi di tipo circuitali basati sullo SPICE come
PSPICE o MicroCap;
• programmi numerici basati su diversi metodi di soluzione delle equazioni di Maxwell[2].
In questo articolo descriveremo le principali potenzialità
del programma di calcolo numerico CST Microwave Studio®[3] nella soluzione di problemi EMC con alcuni esempi.
Il simulatore numerico CST Microwave Studio®
CST Microwave Studio® (di seguito abbreviato in MWS)
è un software elettromagnetico 3D basato sulla tecnica Finite Integration Technique. In pratica l’utente disegna o
importa da tool CAD la meccanica della struttura in
questione, e il simulatore risolve le equazioni di Maxwell,
tenendo conto dei materiali e dell’ambiente circostante.
Risultati che si ottengono da una simulazione di questo
tipo sono: parametri S, tensioni, correnti e campi elettrici
e magnetici.
Ci sono poi all’interno di MWS diversi solver (nel dominio del tempo, della frequenza, eccetera): a seconda del
tipo di problema da analizzare l’uno o l’altro solver sarà
più efficiente.
Interferenze elettromagnetiche (EMI) nelle PCB
Per assicurare la funzionalità di un prodotto ed eventualmente la sua conformità ai requisiti di una o più
norme armonizzate EMC, è necessario predisporre sin
dall’avvio di un progetto un’analisi di integrità dei segnali
e alimentazioni delle piastre a circuito stampato (PCB).
Per integrità dei segnali si intendono tutte quelle azioni
necessarie per fare in modo che il segnale, soprattutto digitale, visto dal ricevitore rientri nei requisiti di distor19
renze elettromagnetiche (EMI) e i condensatori di
filtraggio che si utilizzano per fornire la corrente
di commutazione ai componenti e per abbassare
l’impedenza di alimentazione ZPDN vista dai punti
P e G verso la piastra. Il disturbo indotto sull’alimentazione di piastra VCC è:
Mainboard multistrato
Circuito Integrato
Pista di segnale
Die
Package
Condensatore
Connettore
di Bypass
∆V = ZPDN ∆I = ZPDN (∆It + ∆Is)
dove:
∆It è la corrente di commutazione impulsiva che
attraversa il componente;
Ground
∆Is è la corrente di segnale richiesta dalla pista
Pista di segnale
Scheda multistrato
con impedenza caratteristica Z0.
Il disturbo indotto invece sul componente è maggiore perché aumenta la ZPDN totale vista dal Die,
Figura 1 - Esempio di parti di un sistema digitale con componenti richiedenti
dove si trovano i circuiti del componente IC, a
modelli
causa dei parametri parassiti induttivi associati al
package e lead (figura 2 a) e b)).
L’impedenza ZPDN è di tipo capacitivo in bassa frequenza
sione richiesti. I fenomeni elettromagnetici che possono
e di tipo induttivo in alta frequenza. Fra i due limiti ci docreare distorsioni sono principalmente di tre tipi[2]:
vrebbe essere idealmente una zona piatta determinata dai
1. riflessioni lungo il percorso fra il componente pilota e
condensatori di filtraggio di piastra e IC (Con-die).
il ricevitore causate da disadattamenti di impedenza ai
Una volta minimizzate le induttanze parassite dell’IC con
terminali della pista, discontinuità lungo il percorso come
varie soluzioni tecnologiche (SMT, BGA, eccetera), la
via per il passaggio da una pista da un piano all’altro, conforma della zona a bassa impedenza dipende molto dal
nettori;
numero e collocamento dei condensatori di filtraggio di
2. diafonia (Crosstalk) causata da accoppiamenti indutpiastra. L’azione di filtraggio è limitata dalla propria intivi e capacitivi fra piste vicine;
duttanza associata Lbulk (più alta) e Ldec dovuta alle di3. rumori impulsivi sulle masse e alimentazioni di piastre
mensioni fisiche del capacitore e dalla modalità di con(Delta-I noise) causato dalla commutazione dei componessione ai piani di massa. Al di sopra di 300 MHz
nenti digitali.
circa, essi diventano inefficaci e tutta l’azione di filtragPoiché i fronti di commutazione dei componenti digitali
gio è data dalla capacità fra i due piani di massa e alisono pochi ns (nanosecondi) o frazioni di ns, è necessario
mentazione che perciò devono essere più vicini possibili
modellare ogni tratto del percorso da un componente alper aumentare la capacità intrinseca di piastra a indutl’altro considerando le connessioni all’interno dello stesso,
tanza nulla.
nell’eventuale socket e in piastra con i via e i connettori.
A causa delle dimensioni delle piastre di decine di centiLa figura 1 illustra le parti che richiedono di essere modellate. I modelli sono principalmente di due tipi:
a parametri concentrati o a parametri distribuiti.
IC
L
Pic
ΔV
Per esempio, i via sono delle discontinuità che si
V
possono modellare con reti R, L, C poiché in geC
Die
nere sono elettricamente corti per la massima
ΔI trace
ΔI
C
V =5 or 3.3 V
frequenza di interesse. Un modo efficace di estraL
L
6Vdc
ΔV =Z ΔI
L
L
zione del modello è quello di confrontare i paraGic
Power
metri S calcolati da MWS con quelli calcolati da
P
L
L
ΔI
VMR
L
PDN
L
[2]
C
SPICE . Per le piste invece è richiesto un moC
C
C
Ground
dello a parametri distribuiti basato sulle linee di
L
L
G
trasmissione senza perdite o, per sistemi molto vea)
10
[2]
loci, con perdite in funzione della frequenza .
Z
(PCB + IC)
Ideal
1
Il rumore impulsivo sulle masse e alimentazione
Real
di piastra deve essere minimizzato considerando
0.1
Vsource
tutti gli elementi parassiti di tipo induttivo che si
IC device
10
10
10
10
impedance
incontrano lungo il percorso dal regolatore di tenFrequency (Hz)
b)
sione (VMR) al Die del componente dove si troc)
vano i circuiti[2]. Una tipica situazione di piastra
Figura 2 - Distribuzione di masse e alimentazione in PCB: a) Circuito equivalente con
è illustrata nella figura 2 in cui sono messi in eviparametri parassiti e condensatori di filtraggio; b) Circuito equivalente di Thevenin;
c) Impedenza ZPND in frequenza
denza gli elementi induttivi che creano interfeLead
Vcc
Socket
Via
pkg
CC
on-die
s
pkg
CC
bulk
bulk
s
pcb
pcb
dec
dec
dec
t
ip
dec
lead
pcb
2
20
0
Z PDN (Ω)
pcb
PDN
pkg
lead
4
6
8
s
Impedance (Ω)
Impedance (Ω)
Impedance (Ω)
Impedance (Ω)
fres (0,1)
metri, nella zona ad alta frequenza si
fres (1,1)
fres (1,0)
100
100
hanno dei punti di risonanza che aumenZ11 with dec
Z11
tano la ZPDN a valori molto elevati.
10
10
Questo avviene perché la piastra sollecitata dalla commutazione dei componenti
1
1
MWS
si comporta come una cavità risonante.
0.1
0.1
Questo fenomeno può essere analizzato
Cavity
SPICE
con accuratezza usando un simulatore nu0.01
0.01
merico come MWS[3].
1000
1000
10
100
10
100
Frequency (MHz)
Frequency (MHz)
Un esempio di analisi a scopo didattico è
a)
b)
illustrato in figura 3 in cui si distinguono
100
100
le porte P1, P2 e P3 per studiare la proZ13 with dec
Z12 with dec
pagazione del disturbo in piastra e la po10
10
sizione di tre condensatori di filtraggio.
Solo la porta 1 è attiva con un generatore
1
1
di corrente ideale di valore 1 A.
0.1
0.1
I parametri di interesse sono l’impedenza
Z11 vista dalla porta 1 e le impedenze Z12
0.01
0.01
1000
10
100
1000
10
100
e Z13 fra porta 1 e 2 e porta 1 e 3, rispetFrequency (MHz)
Frequency (MHz)
tivamente. Z11 coincide con l’impedenza di
c)
d)
piastra ZPDN e le altre due danno indicaFigura 4 - Calcolo delle impedenze di piastra: a) alla porta 1 con piastra senza condensatori; b)
zioni di come il disturbo che parte dalla
alla porta 1 con piastra con condensatori; c) fra porte 1 e 2 con condensatori; d) fra porte 1 e 3
porta 1, dove si immagina un componente
con condensatori. Modello cavità (linea continua), SPICE (linea punteggiata), MWS (linea tratteggiata)
commutante, si propaga ad altri componenti localizzati nei punti 2 e 3.
In figura 4 sono mostrati i risultati delle
• i condensatori di filtraggio sono efficaci solo al di sotto
simulazioni ottenuti con tre metodi diversi: metodo teodei 100 MHz a causa delle induttanze associate;
rico-matematico della cavità risonante; metodo SPICE
• per abbassare la nuova risonanza sopra i 100 MHz cauche simula la piastra con una rete di elementi circuitali
sata dalle induttanze dei condensatori di filtraggio è neR, L, C, G a parametri circuitali con perdite e il metodo
cessario minimizzare queste induttanze e aumentare il nuMWS[2].
mero dei condensatori.
A questo punto possiamo notare quanto segue:
Il grosso vantaggio che può offrire MWS in analisi di que• tutti e tre i metodi danno gli stessi risultati per quanto
sto tipo, consiste nel fatto di poter analizzare piastre più
riguarda il calcolo delle risonanze. Le oscillazioni in bassa
complesse con: più piani, partizioni per alimentazioni difrequenza di MWS sono dovute al fatto che il calcolo è
verse, isole e tagli[2].
stato interrotto prima per abbreviare i tempi di analisi;
wx
h cable = 0.5 cm (cable height from the PCI)
ICM
l cable = 60 cm
1 mΩ
r cable = 0.1 cm (radius)
C1: (wx /8, 3wy /4)
a)
1 cm
wy
Radiated E-field (dB μV/m)
Common-mode current ICM (μA)
C3 : (wx /8,wy /4)
1
0
6000
P2 : I =0 A (wx /2,wy /2)
-20
2
4000
C2: (wx /2,wy /4)
-40
-60
2000
-80
3
z
x
P3 : I=0 A
(3wx /4, wy /4)
0
0
200
400
600
800
Frequency (MHz)
Analytical
wz
Figura 3 - PCB con due piani paralleli modellata con MWS. Locazione delle porte (P) e dei condensatori di filtraggio
Numerical
0
200
400
600
800
1000
Frequency (MHz)
b)
P1: I =1 A (wx /4,wy /4)
1000
-100
c)
Analytical
Numerical
Analytical (Cable only)
Analytical (PCB only)
Figura 5 - Piastra con cavo collegato: a) Struttura della PCB; b) Corrente di modo
comune ICM calcolata; c) Campo radiato E calcolato a 3 m
21
Digital oscilloscope
ESD gun
d
50 Ω
Loop
50 coaxial cable
Figura 6 - Setup di prova per la misura del campo radiato da scarica elettrostatica
MWS e analiticamente.
Si nota come tutti e due i metodi evidenziano un
picco di risonanza vicino ai 200 MHz, causato
dalla emissione del solo cavo come mostra il metodo analitico. Una volta validato il modello di
base fatto con MWS, si possono analizzare strutture più complesse di piastra come tagli sotto la
linea di segnale, filtri EMI e piastre inserite dentro contenitori schermati con aperture[2]. In questo modo, abbiamo il grande vantaggio di quantificare i benefici apportati da varie soluzioni
dettate dalla pratica senza ricorrere a misure in
laboratorio.
Immunità da fenomeni transitori
Emissioni radiate da PCB con cavi collegati
Il metodo numerico, insieme allo SPICE, può simulare
Le emissioni radiate da sistemi digitali sono dovute alle
molto bene anche fenomeni di interferenza dovuti a tranpiastre e ai cavi a esse collegate. La predizione delle emissitori come ESD, EFT e SURGE. A titolo di esempio si risioni a 3 o 10 m, come richiesto dalle normative, è molto
porta il caso delle scariche elettrostatiche che sono molto
difficile a causa delle correnti di modo comune, che si dipericolose per gli apparati a causa delle correnti indotte
stinguono da quelle di segnale, perché si richiudono attraverso l’ambiente come correnti di spostamento.
In una tipica configurazione di piastra con pista
3 cm Loop
che collega un componente all’altro e con cavo
Shielded box
connesso, abbiamo due tipi di emissione: dalla pista vista come linea di trasmissione (emissione di
modo differenziale) e dal cavo (emissione di modo
comune).
y
La figura 5 a) mostra una situazione di questo tipo
Gap which forms the
E-field shield
[2]
modellata con MWS . Il cavo è simulato con un
x
50 Ω lumped element
conduttore connesso alla massa della piastra mediante una resistenza di 1 mΩ. La pista è simulata
con un conduttore terminato da una parte con un
generatore di corrente di 1 A che simula un componente pilota e dall’altra parte con una resistenza di 100 Ω.
La figura 5 b) mostra la corrente di modo comune
Figura 8 - Modello MWS del setup di prova per campo radiato da ESD
ICM calcolata analiticamente modellando il cavo
come linea di trasmissione eccitata da un generatore di tensione di valore pari al prodotto fra la
e campi radiati.
corrente di segnale che torna attraverso la massa e l’inLa figura 6 illustra il caso di una scarica elettrostatica
duttanza associata alla massa di qualche nH poiché la
eseguita su un contenitore schermato e la misura del
massa ha dimensioni finite[2].
campo radiato a una certa distanza fatta con sonda di
La figura 5 c) mostra il campo radiato calcolato a 3 m da
campo magnetico collegata a un oscilloscopio messo all’interno del contenitore schermato.
25
La forma della corrente di scarica nel punto di contatto
Measured (solid) 25
ha la forma riportata in figura 7 in cui misure, simulazioni
20
ed espressione matematica della corrente di scarica sono
Spice (dash)
12.5
15
messe a confronto. Il setup di prova della figura 6 è stato
modellato con MWS come riportato in figura 8.
MWS
(dadot)
10
0
La pistola commerciale ESD, simulata con i suoi circuiti
18
28
38
5
equivalenti e struttura fisica 3D, è collegata al piano di
Standard IEC (dot)
massa mediante conduttore rettangolare con forma, come
0
0
40
80 ns 120
160
200
indicato in figura. Il loop chiuso su 50 Ω è modellato dettagliatamente
considerando anche lo schermo per campi
Figura 7 - Corrente di scarica ESD misurata e calcolata con tensione di 5
elettrici come mostrato in figura 8.
KV
22
4
0,5
2
0
0
Volt
Volt
ESD gun is charged to 5KV
1
-0,5
-1
-4
d = 45 cm
-1,5
-2
-2
d = 15 cm
-6
0
10
20
ns
30
40
-8
0
10
20
ns
30
40
Figura 9 - Tensione indotta su loop di 3 cm calcolata e misurata. Misurata (linea continua); calcolata (linea punteggiata)
La tensione indotta sul carico di 50 Ω calcolata e misurata è mostrata in figura 9 per due distanze loop-corrente
di scarica. Si può notare il buon accordo fra misure e simulazioni nonostante che con MWS si siano dovuti modellare dettagliatamente oggetti molto grandi (contenitore schermato e pistola ESD) e oggetti molto piccoli
(loop di 3 cm).
Dalla conoscenza della funzione di trasferimento del loop
(misure o simulazione), si può calcolare il campo H all’interno del loop[4]. Una volta verificato il modello, si può
procedere a simulare situazioni diverse di interferenza
senza ricorrere ancora alle misure.
Conclusioni
Lo stato dell’arte raggiunto dai simulatori
numerici 3D in questi ultimi anni è notevole.
L’articolo riporta alcuni esempi fatti con
MWS della CST riguardanti l’integrità
del segnale digitale, l’emissione radiata
da cavo collegato a PCB e l’interferenza
radiata da ESD.
Molti altri se ne possono fare (vedi [2] e
articoli pubblicati ai vari congressi e dalla
IEEE) riguardanti l’integrità del segnale/alimentazione nelle PCB e le interferenze causate da disturbi condotti e radiati su piastre e apparati. Strutture che
qualche anno fa potevano essere solo studiate in laboratorio, anche con difficoltà di
tipo pratico, ora possono essere simulate
con dettagli significativi per investigare i
meccanismi di interferenza e quantificare
le relative regole di progetto elettromagnetico.
Ultima considerazione: ora molti simulatori 3D, con opzione 2D per velocizzare il
calcolo per alcune strutture di PCB e cavi,
offrono anche la possibilità di un’integrazione con simulatori circuitali basati sullo
SPICE dove la struttura 2/3D diventa un circuito equivalente con N ingressi e uscite. In questo modo si possono
utilizzare anche i modelli comportamentali dei circuiti in-
tegrati (IBIS) per simulare strutture complesse direttamente nel dominio del tempo, CST è un esempio.
Bibliografia
[1] Direttiva 2004/108/CE del Parlamento Europeo e del Consiglio del
15/12/2004
[2] S. Caniggia, F. Maradei, “Signal integrity and radiated emission of highspeed digital systems”, 2008 John Wiley & Sons Ltd.
[3] www.cst.com
[4] S. Caniggia, F. Maradei, “Numerical Prediction and Measurement of
ESD Radiated Fields by Free-Space Field Sensors”, IEEE transaction on
EMC, August 2007
* Consulente di Signal Integrity ed EMC, Esperto del Sotto-Comitato Tecnico CEI 210/77B
** Sales and Applications Engineer”, CST AG
23