Institut für Leistungselektronik und Elektrische Antriebe 2.6

Institut für Leistungselektronik
und Elektrische Antriebe
Prof. Dr.-Ing. J. Roth-Stielow
2.6
Umkehrstromrichter
2.6.1 Die Grundaufgabe des Umkehrstromrichters und ihre Lösung
Gesteuerter Energieaustausch zwischen einem Wechsel- oder Drehstromsystem und einem
Gleichstromsystem veränderlicher Polarität.
Hauptanwendungsgebiet:
Speisung von Antrieben einschließlich elektrischem Bremsen.
Ein Umkehrstromrichter entsteht durch Kombination zweier Einfachstromrichter.
Prinzipieller Aufbau am Beispiel einer sechspulsigen Brückenschaltung:
Bild 1-2.6
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 1
Praktischer Aufbau:
Bild 2-2.6
Symbol für den Umkehrstromrichter:
Bild 3-2.6
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 2
2.6.2 Umkehrstromrichter in Gleichstromsystemen
2.6.2.1
In Verbindung mit einer Gleichstrommaschine
Bild 4-2.6
Arbeitsbereich des Umkehrstromrichters und der Maschine:
Bild 5-2.6
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 3
2.6.2.2
In Verbindung mit einem Gleichspannungszwischenkreis
Bild 6-2.6
Arbeitsbereiche des Umkehrstromrichters:
Bild 7-2.6
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 4
2.6.3 Umkehrstromrichter in Wechsel- und Drehstromsystemen (Direktumrichter)
2.6.3.1
Wechselstromsysteme
Wird ein Umkehrstromrichter derart gesteuert, dass er seine Arbeitsbereiche periodisch
durchläuft, so entsteht an seinem Ausgang ein Wechselstromsystem.
Prinzipielle Anordnung:
Bild 8-2.6
Die maximale Ausgangsfrequenz eines Direktumrichters ist begrenzt. Sie beträgt bei einem
sechspulsigen Umkehrstromrichter ca. fd = ( 0,8.....0,4 ) ⋅ f .
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 5
Steuerverfahren:
Sinusförmige Stromvorgabe:
“Steuerumrichter“
Bild 9-2.6
Vorgabe α = 0 für ud < 0 und ud > 0 sowie α = αmax (Wechselrichter-Trittgrenze) beim
Vorzeichenwechsel von ud :
“Trapezumrichter“
Bild 10-2.6
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 6
2.6.3.2
Drehstromsysteme
Durch Kombination dreier Umkehrstromrichter ist auch ein dreiphasiger Betrieb möglich,
z.B. Speisung der Drehzahlsteuerung langsam laufender Synchron- oder Asynchronmaschinen. Es ist auch ein Betrieb ohne SR-Transformator möglich, da die drei Systeme in der Maschine galvanisch getrennt sind.
Nachteil:
Hoher Ventilaufwand (Beispiel: 36 Ventile bei Verwendung sechspulsiger Umkehrstromrichter).
Prinzipielle Anordnung:
Bild 11-2.6
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 7
Übliche Ausführung:
Bild 12-2.6
Bei dieser Anordnung ist für eine Potentialtrennung immer ein SR-Transformator erforderlich.
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 8
2.7
Stromrichtermotoren
2.7.1 Stromrichtermotor mit Gleichstromerregung
Bild 1-2.7
Charakteristische Merkmale:
•
Das Drehspannungssystem II, welches die Kommutierungen im Stromrichter II
bewirkt, resultiert mittelbar aus den in der Statorwicklung der Maschine induzierten
Polradspannungen. (“Maschinengeführter“ bzw. “Lastgeführter“ Stromrichter)
•
Die Polradspannungen sind (bei konstanter Erregung) ihrer Frequenz und damit auch
der Maschinendrehzahl direkt proportional.
(Siehe Bild 2-2.7)
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 9
Bild 2-2.7
•
Beim Anfahren und bei niedrigen Drehzahlen reichen diese Spannungen meist nicht
mehr aus, um die Kommutierungen im Stromrichter II erfolgreich ablaufen zu lassen.
Deshalb sind üblicherweise besondere Anlaufhilfen notwendig.
•
Der Blindstrombedarf des Stromrichters II wird von der Synchronmaschine gedeckt,
die sich dabei im Betriebszustand “übererregt“ befindet.
•
Bei der Analyse der Kommutierungsvorgänge ist zu beachten, dass bei jeder Kommutierung ein zweipoliger Klemmenkurzschluss der Maschine vorliegt. Diese reagiert bei
derartig kurzzeitigen Vorgängen gemäß ihrem sogenannten “subtransienten Ersatzschaltbild“, welches bei einer Vollpolmaschine mit vollständigem Dämpferkäfig das in
Bild 3-2.7 gezeigte Aussehen hat.
Bild 3-2.7
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 10
•
Die Kombination Stromrichter II und Synchronmaschine (“Stromrichtermotor“)
entspricht dem Prinzip einer “umgekehrten“ Gleichstrommaschine:
Die Gleichstromerregung ist vom Stator in den Rotor verlegt, die Ankerwicklung ist
vom Rotor in den Stator verlegt und der mechanische Kommutator ist durch den als
“elektronischer Kommutator“ fungierenden SR II ersetzt.
Steuerung des maschinenseitigen Stromrichters:
Bei Taktung durch die Maschinenspannung, genauer durch die Spannung hinter der
subtransienten Reaktanz (Frequenz fII) entsteht der “selbstgesteuerte Stromrichtermotor“.
Diese Anordnung verhält sich wie eine fremderregte Gleichstrommaschine, die mit einer über
den Stromrichter I veränderbaren Gleichspannung gespeist wird.
Bei geeigneter Ausführung der Steuergeräte der beiden Stromrichter ergeben sich die in
Bild 4-2.7 gezeigten Drehmoment-Drehzahl-Kennlinien.
Bild 4-2.7
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 11
Der Drehzahlbereich 0 < n ≤ nmin kann wegen der genannten Kommutierungsprobleme im
Stromrichter II nur mit erheblichen Einschränkungen genutzt werden.
Außerdem führt die Speisung der Maschine mit nichtsinusförmigen Strömen zu erheblichen
Pulsationen in deren Drehmoment, die sich im Bereich kleiner Drehzahlen störend auswirken
können.
Bei Taktung durch einen externen Frequenzgeber (mit veränderbarer Frequenz) entsteht
der sogenannte “fremdgesteuerte Stromrichtermotor“. Bei diesem handelt es sich zunächst
um ein strukturinstabiles System, das aber durch geeignete dynamische Einflüsse auf die
Zündverzögerungswinkel des Netz- und/oder des maschinenseitigen Stromrichters stabilisiert
werden kann. Dann verhält sich der fremdgesteuerte Stromrichtermotor wie eine Synchronmaschine, deren Drehzahl durch eine gleichsinnige Veränderung der Spannung Udα des
netzseitigen Stromrichters und der Taktfrequenz verstellt werden kann. In Bild 5-2.7 ist dies
anhand der Drehmoment-Drehzahlkennlinien des fremdgesteuerten Stromrichtermotors zu
sehen.
Bild 5-2.7
Der in Bild 5-2.7 schraffiert dargestellte Drehzahlbereich entfällt hier völlig. Außerdem können sich auch hier die Drehmoment-Pulsationen der Maschine bei kleineren Drehzahlen störend bemerkbar machen.
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 12
2.7.2 Stromrichtermotor mit Drehfelderregung
Bild 6-2.7
Charakteristische Merkmale:
•
Der Stromrichtermotor mit Drehfelderregung entsteht aus dem Stromrichtermotor mit
Gleichstromerregung, wenn in dessen Rotor die dort vorhandene GleichstromErregerwicklung nebst Dämpferkäfig entfernt und durch eine Drehfeld-Erregerwicklung
ersetzt wird.
•
Der konstruktive Aufbau einer solchen Maschine entspricht somit dem einer
Asynchronmaschine mit Schleifringläufer.
•
Bei Speisung der Rotorwicklung mit Drehspannung erzeugt diese ein Drehfeld, das
bereits im Stillstand der Maschine in deren Statorwicklung ein Drehspannungssystem
induziert und auf diese Weise die Kommutierungen im maschinenseitigen Stromrichter II sicherstellt.
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 13
•
Von besonderer praktischer Bedeutung ist die Erregung der Maschine aus dem
50 Hz-Drehspannungsnetz.
•
Der nutzbare Drehzahlbereich umfasst jetzt auch die beim Stromrichtermotor mit
Gleichstromerregung ausgesparten Bereiche und kann darüber hinaus auch noch geringfügig in den Bereich negativer Drehzahlen ausgedehnt werden. Die zugehörige
Spannungs- Drehzahlkennlinie ist in Bild 7-2.7 zu sehen.
Bild 7-2.7
•
Mit einem geeignet ausgeführten Regelsystem weist diese Anordnung eine Reihe hervorragender Eigenschaften auf. Sie eignet sich u.a. auch für Gleichlaufantriebe, bei
denen mehrere, über den gemeinsamen Stromrichter II gespeiste, gleiche Maschinen
in völligem Gleichlauf zu halten sind.
•
Der Stromrichtermotor mit Drehfelderregung kann auch ohne Schleifringe in völlig
kontaktfreier Ausführung gebaut werden, wenn die bisher vorausgesetzte Schleifringläufer-Maschine gemäß Richter, Band 4 durch eine sogenannte Asynchronmaschinenkaskade (Bild 8-2.7) ersetzt wird.
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 14
Bild 8-2.7
•
Die beiden Läufer haben eine gemeinsame mechanische Welle:
•
Die beiden Läuferwicklungen sind elektrisch “über Kreuz“
(unter Vertauschung der Phasenfolge) verbunden:
fmech
fLA = fLB
(Vertauschung der Phasenfolge ist bereits durch die
entgegengesetzte Pfeilung berücksichtigt).
•
Die beiden Ständerwicklungen sind elektrisch getrennt;
Die Ständerwicklung der Teilmaschine A ist an ein starres
Drehspannungsnetz mit der Frequenz ferr angeschlossen:
fSA = ferr
Die Ständerwicklung der Teilmaschine B ist an SRII
angeschlossen:
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fSB = fII
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 15
Teilmaschine A
 z.B.

 = 50Hz 


= ferr
Drehspannungsnetz:
ferr
Ständerfrequenz:
fSA
Läuferfrequenz:
fLA = ferr + fmech
Teilmaschine B
Läuferfrequenz:
fLB = fLA = ferr + fmech
Ständerfrequenz:
fSB = fLB + fmech = ferr + 2·fmech
Stromrichter SRII:
fII
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= fSB = ferr + 2·fmech
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 16
2.8
Halbgesteuerte Brückenschaltungen
2.8.1 Zweipulsige Brückenschaltungen
2.8.1.1
Symmetrisch halbgesteuerte Brückenschaltung
Bild 1-2.8
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 17
α = 30º
α
V1I
V2I
u s10
V1I
u s20
udiαI
τ
− u s20
− u s10
udiII
τ
− u l10
u l10
udiα
uAK1I
iA1I
π
0
2π
τ
Id
iA2I
τ
iA1II
Id
iA2II
τ
i l1
Id
α
2
τ
Bild 2-2.8
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 18
2.8.1.2
Unsymmetrisch halbgesteuerte Brückenschaltung
Bild 3-2.8
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 19
Bild 4-2.8
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 20
2.8.1.3
Vergleich der symmetrisch- mit der unsymmetrisch halbgesteuerten
Brückenschaltung:
Udiα =
Symmetrisch halbgesteuerte
Unsymmetrisch halbgesteuerte
Brückenschaltung
Brückenschaltung
1
⋅ Udi ⋅ (1 + cos α )
2
Udiα =
1
⋅ Udi ⋅ (1 + cos α )
2
α max < π
αmax = π
Udi ≥ Udiα > 0
Udi ≥ Udiα ≥ 0
Die Wechselrichtertrittgrenze der kathoden-
Die Schonzeit der Thyristoren ist stets gleich
gekoppelten Kommutierungsgruppe ist zu
der halben Periodendauer der treibenden
respektieren und limitiert den Zünd-
Wechselspannung. Die gleichgerichtete
verzögerungswinkel. Die gleichgerichtete
Spannung kann daher bis auf den Wert null
Spannung kann deshalb nicht bis auf den
vermindert werden.
Wert null vermindert werden.
Die Stromführungsdauer ist bei allen Ventilen Die Stromführungsdauer der gesteuerten
konstant und gleich lang.
Ventile nimmt mit zunehmendem Zündverzögerungswinkel ab, die der ungesteuerten
Ventile nimmt im selben Maße zu.
•
Die Phasenverschiebung ϕ zwischen der Leiterspannung u l1 = u s1 − u s2 und dem Leiterstrom il1 ist bei beiden halbgesteuerten Schaltungen nur halb so groß wie bei der
vollgesteuerten Schaltung. Die halbgesteuerten Schaltungen werden deshalb als
blindstromsparende Schaltungen bezeichnet.
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 21
2.8.1.4
Kreisdiagramme der voll- und der halbgesteuerten Brückenschaltung
Voraussetzung:
Idealisierte Theorie
1. Kreisdiagramm der vollgesteuerten Brückenschaltung
Wirkleistung:
P1 = Udi ⋅ I d ⋅ cos α
Grundschwingungsblindleistung:
Q1 = Udi ⋅ I d ⋅ sin α
Grundschwingungsscheinleistung:
S1 = P12 + Q12
Gleichungen für das Kreisdiagramm:
S1 = Udi ⋅ Id ⋅ cos2 α + sin2 α = Udi ⋅ Id
P1
= cos α
S1
Q1
= sin α
S1
Bild 5-2.8
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 22
2. Kreisdiagramm der halbgesteuerten Brückenschaltung
Bild 6-2.8
Q1:
Grundschwingungsblindleistung
P1:
Wirkleistung
S1:
Grundschwingungsscheinleistung
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 23
2.8.2 Sechspulsige Brückenschaltung
Bild 7-2.8
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 24
α = 30º
V1
V3
u s10
α
V5
u s20
u s30
udiαI
π
0
−u s20
2π
τ
2π
τ
−u s10
−u s30
udiαII
π
0
u l10
u l20
u l30
udiα
π
iA1
τ
2π
Id
τ
Id
iA4
τ
Id
i l1
π
+α
p
τ
Bild 8-2.8
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 25
Eigenschaften der halbgesteuerten sechspulsigen Brückenschaltung:
•
Eine “unsymmetrische“ Ausführung der halbgesteuerten sechspulsigen Brückenschaltung ist nicht realisierbar.
•
Bei der Aussteuerung der kathodengekoppelten Kommutierungsgruppe muss die
Wechselrichtertrittgrenze beachtet werden. Die gleichgerichtete Spannung kann daher
nicht bis auf den Wert null vermindert werden.
Udiα =
1
⋅ Udi ⋅ (1 + cos α )
2
0≤α<π
Udi ≥ Udiα > 0
•
Die Welligkeit w der Spannung udiα ist für α > 0 bei der halbgesteuerten sechspulsigen Brückenschaltung grösser als bei der vollgesteuerten sechspulsigen
Brückenschaltung.
•
Das Kreisdiagramm der halbgesteuerten sechspulsigen Brückenschaltung ist identisch
mit jenem der symmetrisch halbgesteuerten zweipulsigen Brückenschaltung.
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 26
2.9
Schaltungen mit Folgesteuerung
Ein “blindstromsparendes Verhalten“ kann auch bei der vollgesteuerten Brückenschaltungen
erzielt werden, wenn die beiden Teilsysteme getrennt voneinander angesteuert werden.
2.9.1
Zweipulsige Brückenschaltung
Bild 1-2.9
Zunächst:
0 ≤ α I ≤ α Im ax
α II = 0
Anschließend:
α I = α Im ax
0 ≤ α II ≤ α IIm ax
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 27
Kreisdiagramm:
Q1
S1
1
αII
αII
= αII m ax αI = αI m ax
αI
vollgesteuerte
Schaltung
α II = 0
−1
1
P1
S1
Bild 2-2.9
2.9.2
Sechspulsige Brückenschaltung
Bei der sechspulsigen Brückenschaltung mit Folgesteuerung der beiden Kommutierungsgruppen ergibt sich das gleiche Kreisdiagramm (Bild 2-2.9) wie bei der zweipulsigen Brükkenschaltung.
2.9.3
Folgesteuerung zweier in Reihe geschalteter, unsymmetrisch halbgesteuerter Brückenschaltungen
Kreisdiagramm:
Bild 3-2.9
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 28
Übersichtsschaltbild zweier in Reihe geschalteter, unsymmetrisch halbgesteuerter Brückenschaltungen:
Bild 4-2.9
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 29
2.10
Wechsel- und Drehstromsteller
2.10.1
Wechselstromsteller
Grundschaltung eines Wechselstromstellers:
Bild 1-2.10
2.10.1.1
Phasenanschnittsteuerung bei rein ohmscher Last:
R
i
u
uT
T1
T1
T2
z. B. α = 120°
u~
α
τ = ω0 t
α
u
u~
τ = ω0 t
i α=0°
i
iT1
iT1
iT2
τ = ω0 t
Bild 2-2.10
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 30
Berechnung der Phasenanschnittsteuerung bei rein ohmscher Last:
Ueff,max = Ueff 0 =
1
⋅ uˆ ~
bei
α = 0°
Ueff,min = 0
bei
α = 180°
Steuerbereich:
0 ≤ α ≤ 180°
2
Für die erste Halbschwingung der Spannung u gilt (Bild 2-2.10):
0≤τ≤α
u = 0V
α≤τ≤π
u = uˆ ~ ⋅ sin τ
Berechnung des Effektivwerts der Spannung und des Stromes:
Ueffα =
û
1π 2
u ( τ ) dτ = ~

π0
2
Ieffα = Ieff 0 ⋅
mit
1 
1
1 
1


⋅  π − α + ⋅ sin2α  = Ueff 0 ⋅
⋅  π − α + ⋅ sin2α 
π 
π 
2
2


1 
1

⋅  π − α + ⋅ sin 2α 
2
π 

Ieff 0 =
î
2
î =
und
û~
R
Für die Grundschwingung ergibt sich:
2
I1α
U
1
1
1
2


= 1α = ⋅ ⋅  π − α + ⋅ sin 2α  + ⋅ (1 − cos 2α )
Ieff 0 Ueff 0 π
2
4


Berechnung der Oberschwingungen:
Iνα
U
2
1
2
2
⋅K 1 + K 2
= να = ⋅ 2
Ieff 0 Ueff 0 π ν − 1
(ν > 1)
mit
K1 = ν ⋅ sin α ⋅ cos να − cos α ⋅ sin να
und
K 2 = ν ⋅ sin α ⋅ sin να − cos α ⋅ cos να − 1
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 31
Maximalwert der Oberschwingungen bei αmax =
K = 1.....∞
Mit
(ganzzahlig)
K ⋅ 360°
ν +1
und
0 < α max < π
(je nach Ordnungszahl gibt es unterschiedliche αmax ).
2.10.1.2
Phasenanschnittsteuerung bei rein induktiver Last:
L
i
α
u
uT
T1
u~
α
T2
z. B. α = 120°
τ = ω0 t
u
u~
τ = ω0 t
i=
1
⋅  udt
L
τ = ω0 t
Bild 3-2.10
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Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 32
Der Steuerbereich ist hier eingeschränkt:
Es kann keine Beeinflussung für α <
π
≤α≤π
2
π
erreicht werden.
2
Für den Strom gilt im Bereich α < τ < 2 π − α :
i=
 
π
π 
û

⋅ sin  τ −  − sin  α −  
ω0 ⋅ L  
2
2 


2 ⋅Ieff 0
2 
1

⋅  π − α + ⋅ sin 2α 
2
π 

Effektivwert der Spannung:
Ueffα = Ueff 0 ⋅
Effektivwert des Stromes:
Ieffα = Ieff 0 ⋅
Grundschwingungen:
I1α
U
1
= 1α = π − α + ⋅ sin2α
Ieff 0 Ueff 0
2

4 
1

 3
⋅ ( π − α )  1 + ⋅ cos 2α  + ⋅ sin 2α 
π 
2

 4

Oberschwingungen in der Spannung:
Uνα
ν
2  ν

= ⋅
⋅ sin ( ν − 1) α +
⋅ sin ( ν + 1) α − 2cos α sin να 
ν +1
Ueff 0 π  ν − 1

Oberschwingungen im Strom:
Iνα
1 U
= ⋅ να
Ieff 0 ν Ueff 0
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 33
Steuerkennlinien:
Bild 4-2.10
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 34
2.10.1.3
Phasenanschnittsteuerung bei gemischt ohmisch-induktiver Last:
ϕL = 60°
α = 120°
Beispiel:
α = 120°
ϕL = 60°
R
i
L
u
uT
u~
τ = ω0 t
α = 120°
u~
u
τ = ω0 t
i
τ = ω0 t
233°
(vorher 240°)
Bild 5-2.10
Berechnung des Stromverlaufs:
i=
û
R2 + ( ω0 ⋅ L )
2
τ−α


−
tan( ϕL )
sin ( τ − ϕL ) − e
⋅ sin ( α − ϕL ) 




Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Mit
tan ( ϕL ) =
ω0 ⋅ L
R
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 35
2.10.1.4
Vollschwingungssteuerung (Schwingungspaketsteuerung)
Die Vollschwingungssteuerung stellt eine Alternative zur Anschnittsteuerung dar.
uT
u~
u
τ = ω0 t
Bild 6-2.10
Der Vorteil der Vollschwingungssteuerung besteht darin, dass Oberschwingungen mit
Frequenzen > 100 Hz sehr gering sind. Dafür erhält man aber stärkere Schwingungen mit
Frequenzen < 100 Hz (auch < 50 Hz).
Die Vollschwingungssteuerung ist auch für ohmisch-induktive Verbraucher geeignet.
Die Einschwingvorgänge mit Gleichstromanteilen können auch dadurch vermieden werden,
dass der Steller nicht mit α = 0 ° sondern mit α = ϕL angesteuert wird.
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 36
Anwendungsbeispiele für die Vollschwingungssteuerung:
•
Spannungsverstellung in der Lichtbogenschweisstechnik
•
Temperatureinstellung von Elektroöfen
•
Primärseitige Steuerung von Transformatorgleichrichtern (für Verbraucher mit
ungewöhnlichen Impedanzwerten, z.B. Elektrofilter mit U > 50 kV und I < 3 A, oder
Galvanikanlagen mit U < 20 V und I > 2...10 kA).
Beispiel eines Stromrichters mit Primärsteuerung:
(primärseitig gesteuerter Transformatorgleichrichter)
Bild 7-2.10
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 37
2.10.2
Drehstromsteller
Grundschaltung:
Bild 8-2.10
Ohne MP-Verbindung:
•
0L weist starke Potentialsprünge auf
•
Sperrbeanspruchung der Ventile durch verkettete Spannung
•
besonders hohe Sprünge der Ventilspannungen
Mit MP-Verbindung:
Es entsteht ein 3 x 2-pulsiges System.
Steuerkennlinien: (Ohne MP-Verbindung)
Bild 9-2.10
Unterlagen zur Vorlesung Leistungselektronik 2
Abschnitt 2.6 bis Abschnitt 2.10
Blatt 38